详解LLC电路的PWM工作状态

当LLC电路在输出低压时，需要提高工作频率，在现在的技术下，功率管的开关最高频率是受到限制的，我们一般无法让输出电压全范围都工作在PFM态，特别是在数字电路控制中，由于DSP工作频率和资源的限制，电路的最高工作频率将会进一步受到限制。所以LLC电路由于自身的工作特性，都要结合PFM和PWM两种工作模式，实现低压轻载下的输出调节。而LLC的PWM工作状态将会遇到两个重要的问题：LLC电路PWM工作状态的非单调性和PWM态的电流谐振问题。

图1 仿真电路图

1）下图2为例，图中Q1，Q2占空比D1，D2分别是

，

，但是t2～t4时间段内，Q2的二极管反向续流，在这段时间内任何点导通Q2，谐振电流的波形不会有变化，也就是说，Q2在t2～t4内任意时刻给出驱动信号，传递到副边的能量均相同，得到的输出电压也相同。同样t5～t7内Q1任何时间导通Q1也不会影响谐振电流。换句话说，调节占空比，从50%-

～ 50％变化，输出电压不会变化。这就是LLC电路PWM态的不单调问题。其仿真波形如图3所示，功率管的

，

，二极管反向恢复时间增大，从Q1关断到Q2电流反向的时间随之增大，即t1～t2变长，不可控的非单调区域增大。

图2 PWM 态D工作在非单调区间谐振示意图

2）如图3所示，LLC电路工作在PWM状态（D=0.3），时刻Q2关断，谐振电流通过Q1的反向二极管续流，由于谐振电流较小，t2时刻谐振电流降到零。谐振电流到零后，谐振电感Lr，励磁电感Lm，谐振电容Cr，以及上下管的漏源极间电容

，

，组成串连谐振，在输入电压的激励下，谐振电流过零后反向增加。如果Q1管在电流为正的时刻开通，就失去了ZVS开通，图3中t3时刻的电流尖峰就是Q2开通时反向二极管的反向恢复和漏源极间电容放电引起的。这样不但开关损耗会变大，而且引入了谐波干扰，由于电路寄生电感的存在，这个很高的

会在电流通路上产生电压尖峰。

图3 低压轻载PWM谐振波形 , 工作状态：Fs=360K， RL=7.2欧， D=0.3

电路在PWM态下，由于谐振电流的存在，主功率管，谐振电感的温升上升的很高，EMC设计也遇到困难。所以，我们考虑在低压轻载下功率管进入PWM态后，功率管采用互补的不对称发波方式，如图4所示，上管Q120的控制波形Vg1占空比减少，而以其互补的Vg2控制下管Q121，两者之间有个死区时间。

不对称发波的方案分析如下。不对称发波方式采用上下桥臂互补的发波方式，当上桥臂关断后，下桥臂经过死区时间立刻导通，一直到一个开关周期完成。

图4 HA411Z的不对称发波方式

图5为工作在不对称发波方式下的电路仿真波形：

1） 在t0时刻之前， VPFC通过Q120加在L107、C131和T101上，因为fs>fr，而且不对称半桥的Vcr比对称半桥的Vcr要低，因此L107上的电压：VLr＝Vin－nVo－Vcr比对称半桥高，所以t0时刻Q120关断时ILr­>ILm。

2）t0-t1时刻，当Q120关断后，谐振电流对Q120的漏源极电容Cds1充电，Q121的漏源极电容Cds2放电，Vds2下降到0，同时由于ILr­>ILm，L107对T101供电，ILm继续上升，而ILr下降，输出二极管D120上管继续导通，直到t2时刻，ILr­=ILm，L107无法继续为T101提供能量，输出二极管关断。如果在Q121反向二极管电流下降到零之前导通Q121，即在t0-t2时刻内，就可以实现Q121的ZVS开通，同时为谐振电流反向后电流提供通路，消除了Cds1，Cds2与L107谐振。

3）t2-t3时刻，Q121导通，谐振电流小于励磁电流，输出二极管的电流换相，谐振电容C131通过Q121对T101和L107通电，谐振电流反向继续上升，由于Vcr较低，很快谐振电流到达最大值，然后开始下降，直到t3时刻，Q121关断。

4）t3-t4时刻，励磁电感Lm被输出钳压，L107和Lm串联谐振，谐振电流开始上升，不过此时T101原副边没有传能。输出二极管D2有无电流由Vcr和ILr­决定，在上下臂导通占空比偏差大时，Vcr较小，D2不会导通，在上下臂导通偏置小时，D2可能导通。

5） 同样在t4时刻，Q120开通，如果在Q120的控制信号到来之前（即t5），谐振电流没有下降到0， Q120可在反向续流期间实现ZVS开通。

从上面的分析我们可以知道，在不对称PWM发波方式下，上下管都可以实现ZVS开通，这样就解决了对称PWM态下谐振的问题。

（ILr：谐振电流，ILm：励磁电流，Vp：变压器T101原边电压，Ip：变压器T101原边电流，ID1输出二极管D120的上管电流，ID2：输出二极管D120的下管电流）

图5 不对称发波工作波形