移相全桥电感箝位的软开关电路

应用电子电路

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二极管

图2: 传统的移相全桥电路

传统的移相全桥电路(图2)是一种十分优秀的DCDC变换器,利用辅助电感能量来实现开关管的零电压开关,减小了开关管的开关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、EMI小等优点,被誉为最佳的DCDC变换器之一。

可是由于增加了辅助电感,在副边二极管反向恢复过程时,二极管会产生了较大的电压尖峰和振荡,增大了二极管开关损耗,使电路的EMI变差。如果提高二极管耐压, 二极管的反向恢复时间更长,会使电路的性能更差。

为此提出了一些解决方法,如采用软恢复的输出二极管、采用RC吸收等等。Richard Redl等【1】提出的二极管箝位电路(图3)是一种较好的解决方案。他采用在变压器和电感之间增加两个箝位二极管,使输出二极管在反向恢复时间存在电感的多余能量释放到输入电源中,使输出二极管的尖峰电压箝位。In-Dong Kim等【2】提出的第三绕组变压器电压箝位电路(图4)也是一种十分优秀的解决方法。他采用四个箝位二极管和一个箝位绕组,使原边的变压器电压被箝位在一定比例的输入电压,其比例关系可以通过箝位绕组的匝数来调节。

二极管

图3:二极管箝位的移相全桥电路

二极管

图4:变压器第三绕组箝位的移相全桥电路

二极管

图5:等效的电感电压箝位移相全桥电路

图5为我们采用的谐振电感箝位软开关电路,其特点是在传统的移相全桥电路的谐振电感上增加一个第二绕组――箝位绕组,箝位绕组的一端与桥臂的中点连接,另一端通过两个二极管分别箝位在正负输入母线上。谐振电感与箝位绕组的匝比为k,一般取k>1。电路中在箝位电感回路中串联一个电阻。

对于移相全桥电路,器件本身的寄生参数在开关转换过程中对电路的特性有显著的影响,因此我们首先考虑器件的寄生参数的影响,给出等效的电路图进行分析。

结合图5的等效电路,将整个电路划分为多个电路模式进行具体分析,在此给出关键几个过程的分析:

模式1:t0时刻 能量反馈结束

模式2:t0-t1 电流线性上升阶段

Q1Q3均已经导通,t1时刻电感电流ILr达到Io/n, 由于谐振电感绕组与箝位绕组绕组匝比k>1,因此D6不会导通。

模式3:t1-t2 输出二极管反向恢复阶段

由于输出二极管存在反向恢复特性,因此DR2不能马上关断,因此变压器继续被短路,电感电压为输入电压,原边谐振电感的电流继续线性上升,DR1的电流也继续线性上升,DR2有一个线性上升的反向电流,各个电流的关系式同模式2。

经过trr时间后,即t2时刻,二极管反向恢复结束,此时:

二极管

二极管

图7: 模式3阶段的等效电路和电流方向

模式4:t2-t3 谐振阶段

由于寄生电容的存在,原边电流需要向变压器的寄生电容充电,副边电流向DR2的反向结电容和RC吸收电路充电,因此谐振电感与等效的电容寄生参数Cs谐振。

二极管

图8: 模式4阶段的等效电路和电流方向

当Vcs=Vin时,谐振电感电压降至零并开始反向,此时箝位二极管准备D5导通,此阶段结束,电感电流达到最大值。

模式5:t3-t4 箝位阶段

t3时刻箝位二极管D5导通,此时变压器和寄生电容的电压被箝位在Vin,谐振电感多余的能量通过D5和Q1回路释放。为了加快多余能量的释放,在此增加了电阻Rc,因此:

二极管

其中Vds1为Q1的开通漏源压降,Vdf5为D5的正样导通电压。

从上面几个公式看,增大谐振电感和箝位绕组的变比k,有利于使电感的多余能量尽快释放完毕。

在t4时刻,D5的电流降至零,D5零电流关断(DCM)。

为使D5在Q1关断前的电流降至零,可以通过调整比例系数k和电阻值来保证。

二极管

图9: 模式5阶段的等效电路和电流方向

模式6:t4-t5 功率输出阶段

模式7:t5-t6 谐振阶段1

t5时刻,Q1管关断,此时C1充电,C2放电,直至Q2的体二极管D2导通。此时谐振电感承受反压,电感电流减小。由于变压器电流受输出电感箝位,因此寄生电容Cs向变压器放电,寄生电容电压下降。此时C1、C2、Cs和Lr均参与谐振。

模式8:t6-t7 谐振阶段2

t6时刻Q2的体二极管导通,C1C2退出谐振。此阶段Q2可以零电压开通,Lr Cs继续谐振,Lr的电流继续减小,Cs的电压下降,但还未到零,因此变压器承受正向电压Vcs, DR1继续导通,变压器电流为Io/n。本阶段到t7时刻,Vcs的电压降至零为止。

二极管

图10: 模式8阶段的等效电路和电流方向

模式9:t7-t8 箝位阶段

t7 时刻,变压器电压为零,输出二极管DR2开始导通,变压器被短路。输出二极管DR2的电流线性上升,DR1的电流线性下降。变压器原边的电流也线性下降,但在t7时刻,变压器电流Ip=Io/n,大于谐振电感电流,因此箝位二极管D6导通,电流方向如图所示,以弥补不足的谐振电感电流。在t8时刻,变压器原边电流下降到ILr,此时箝位绕组电流补充谐振电感的电流也降至零。

二极管

图11: 模式9阶段的等效电路和电流方向

模式10:t8-t9 环流阶段

模式11:t9-t10 谐振阶段

t9时刻Q4关断,此时Lr与C1C2谐振,C1放电,C2充电,直至Q3的体二极管导通为止。

模式12:t10-t11 能量反馈阶段

谐振电感的能量继续反馈给输入电源,在t11时刻Q3导通。

在Q2Q3导通进入了另半个模式周期,其电路分析与前面12个模式雷同。

结合以上分析,箝位电路关键是能对消除输出二极管的反向恢复产生的影响。

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