使用FAN9673 5kW CCM PFC 控制器的3通道交错式CCM PFC设计指南（下篇）

安森美 2023-04-07 3626

描述

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交错式升压功率因数校正 (PFC) 转换器可以通过负载均流来提高效率，因此它已成为高功率应用的首选拓扑。通过在多个平衡相位中分担负载电流，可以显著减小每相的 RMS 电流应力、电流纹波和升压电感大小。因此，重载效率显著提高，从而允许选择高性价比的功率 MOSFET 和升压二极管，并有利于延长电源的使用寿命。

之前我们在上篇中介绍了设计过程的前七步，今天我们将带您继续了解使用 FAN9673 的 3 通道交错式 CCM 升压 PFC 的实际设计注意事项，其中包括设计升压电感和输出滤波器、选择元器件、实现平均电流模式控制的过程，然后通过实验性 5 kW 原型转换器验证该设计过程。

第8步 LS 和 GC 设计

图 10. 电感电流在 tOFF 时的 LPT 函数

图 10 所示的线性预测 (LPT) 函数用于预测电感电流在开关关断区间中的行为。增益变化 (GC) 引脚和 LS 引脚用于调整 LPT 函数的参数。LS 设置仿真电感值，GC 使来自 IAC 和 FBPFC 引脚的检测输入和输出电压一致。LS 电阻可以通过下式确定。注意 R_LS 值需要在 12 ~ 87 kΩ 范围内。

（公式39）

增益变化用于调整增益调制的输出。电阻值由下式给出：

（公式40）

设计示例

选择 100 μH 的电感。R_LS 和 R_GC 通过下式获得：

（公式41）

（公式42）

R_LS 和 R_GC 分别使用 28.4 kΩ 和 38.2 kΩ。

第9步 PFC 电流环路设计

将占空比与升压功率级电感电流关联的传递函数如下：

（公式43）

将电流控制误差放大器的输出与电感电流检测电压关联的传递函数可通过下式获得：

（公式44）

其中 V_RAMP 为用于电流控制 PWM 比较器的斜坡信号的峰峰值电压，为 5 V。R_CSn 为各通道的电流检测电阻。

补偿电路的传递函数为：

（公式45）

其中：

（公式46）

G_MI 是 FAN9673 中电流环路误差放大器的跨导。设计反馈环路的过程如下：

1. 确定交越频率 (f_IC)，它大约为开关频率的 1/10 ~ 1/6 。然后计算公式 (46) 所示传递函数在交越频率下的增益：

（公式47）

2. 计算 R_IC ，使交越频率下的闭环增益为 1：

（公式48）

3. 如图 11 所示，功率级的控制到输出传递函数在 0 dB 的交越频率处应有 -20 dB/十倍频程的斜率和 -90°相位，因此需要将补偿网络的零点 (f_IZ) 放在交越频率的大约 1/3 处，从而获得 45°以上的相位裕量。因此，电容 C_IC1 通过下式确定：

（公式49）

图 11. 电流环路补偿

4. 高频极点频率 (f_IP) 应至少比 f_IC高十倍，以确保它不会干扰电流环路在其交越频率处的相位裕量。

（公式50）

设计示例

将交越频率设置为 4kHz：

（公式51）

（公式52）

（公式53）

（公式54）

R_IC 使用 24.3 kΩ，C_IC1 使用 4.7 nF，C_IC2 使用 150 pF。

第10步 PFC 电压环路设计

FAN9673 采用线路前馈控制，因此功率级传递函数与线路电压无关。于是，低频、小信号控制到输出传递函数为：

（公式55）

其中 K_MAX = P_{OUT MAX/POUT}，5 V 为误差放大器线性范围的窗口 (5.6 V-0.6 V = 5 V)。

图 12. 电压环路补偿

通常使用具有高频极点的比例积分 (PI) 控制进行补偿。补偿零点 (f_VZ) 会引入相位提升，而高频补偿极点 (f_VP) 会衰减开关纹波，如图 12 所示。

补偿网络的传递函数为：

（公式56）

其中：

（公式57）

G_MV 是电压环路误差放大器的跨导。

设计反馈环路的过程如下：

1. 确定交越频率 (f_VC)，它大约为线路频率的 1/10 ~ 1/5。如图 12 所示，功率级的控制到输出传递函数在交越频率处应有 -20 dB/十倍频程的斜率和 -90°相位，因此需要将补偿网络的零点 (f_VZ) 放在交越频率附近，从而获得 45°相位裕量。然后，电容 C_VC1 通过下式确定：

（公式58）

为将补偿零点放置在交越频率处，补偿电阻可通过下式获得：

（公式59）

2. 补偿器高频极点频率 (f_VP) 至少应比 f_VC 高十倍，以确保它不会干扰电压调整环路在其交越频率处的相位裕量。它还应充分低于转换器的开关频率，从而有效衰减噪声。然后，电容 C_VC2 通过下式确定：

（公式60）

设计示例

交越频率设置为 20 Hz：

（公式61）

（公式62）

（公式63）

R_VC 使用 118 kΩ，C_VC1 使用 68 nF，C_VC2 使用 6.8 nF。

第11步 通道管理控制

图 13 显示了使用外部电压信号的 CM 引脚控制。V_VEA 控制电压由电压环路误差放大器生成，并且与输入功率的平均值成正比。当 V_CM 被拉低至 0 V 时，PFC 通道使能。当 V_CM 被拉高至 4 V 以上时，该通道禁用。图 14 显示，当系统在半负载条件下运行时，通道 3 被外部信号禁用。

图 13. MCU 通道管理

图 14. 外部信号控制的相位变化

图 15 显示使用外部电路来改变 V_CM2/3 的斜率。当 V_CM2/3 在 4 V ~ 0 V 之间时，在增加/减少负载期间改变 V_CM2/3 的斜率可能影响 PFC 输出电压的过冲/欠冲，如图 16 所示。此方法可显著改善 PFC 转换器的动态负载性能。

图 15. MCU 通道管理电路

图 16. MCU 通道管理

第12步 软启动

图 17 显示了软启动 (SS) 波形。FAN9673 使用软启动电压 V_SS 来箝位电压环路 V_VEA 的 PFC 功率命令。若要增加软启动时间，可以提高软启动电容 C_SS 的值。

（公式64）

设计示例

假设 V_VEA 由 V_SS 在 5 V 时脱离箝位状态，设计软启动时间 t_SS 为 100 ms。I_SS 为 20 μA，故所需软启动电容值为：

（公式65）

C_SS 选择 0.47 μF。

图 17. 软启动波形

第13步 R_LPK设置

输入电压和 V_LPK 的关系如图 18 所示。峰值检测电路根据 I_AC 电流确定 V_IN 信息，并通过一个比率将其表示在 V_LPK 上。注意，当系统在最大交流输入下工作时，最大 V_LPK 不能超过 3.8 V。

（公式66）

同下面的设计示例一样，假设最大 V_IN.PK 为 373 V (264 V AC)。V_IN.PK/V_LPK 的关系为 100，则 V_LPK = 3.73 V < 3.8 V。

图 18. 软启动波形

设计示例

假设当 V_IN.PK 为 373 V (AC264V) 时 V_LPK 为 3.73 V：

（公式67）

第14步 加电/掉电的线路检测

FAN9673 内置交流 UVP 比较器，它监视交流输入电压，当 V_BIBO 小于 1.05 V 并持续 450 ms时，它会禁用 PFC 级。如果 V_BIBO 电压超过 1.9 V/1.75 V，则 PFC 级使能。V_IR 引脚用于设置交流输入范围，如表 2 所示。

图 19. 加电/掉电电路

表 2. 交流输入范围和控制器设置

FAN9673 使用 BIBO 引脚检测输入电压的平均值，如图 19 所示。输入电压的平均值是通过均值电路使用具有两个极点的低通滤波器获得的。

检测电路的设计应考虑线路电压的标称工作范围和掉电保护跳变点：

（公式68）

（公式69）

其中，V_LINE.MIN 和 V_LINE.BI 是指定的掉电/加电阈值（r.m.s. 值）。

当 V_AC 为满量程输入（通用输入）时，掉电/加电阈值 V_BIBO−FL 和 V_BIBO−FL + ΔV_BIBO−F 分别为 1.05 V 和 1.9 V。但是，如果 V_AC 为高压单范围输入 (180 ~ 264 V AC)，则掉电/加电阈值 V_BIBO−HL 和 V_BIBO−HL + ΔV_BIBO−H 分别变为 1.05 V 和 1.75 V。

通常将 R_B3 设置为 R_B1+2 的 10%。低通滤波器的极点通过下式确定：

（公式70）