如何使用DS1875 PWM控制器设计高效的DC-DC转换器

概述

DS1875具有脉宽调制（PWM）发生器，可用于控制DC-DC转换器。在典型应用中，PWM控制器用于升压转换器，为雪崩光电二极管（APD）产生偏置电压。DS1875中的PWM控制器可以工作在连续或不连续导通模式。为了产生APD所需的高偏置电压，DC-DC转换器必须在不连续模式下工作。图1所示为使用DS1875 PWM控制器的简单升压转换器。

本应用笔记描述了DS1875升压转换器的工作原理。本文介绍如何选择电感和开关频率，然后选择可提高转换器效率的元件。

图1.使用DS1875 PWM控制器的DC-DC转换器示意图请注意，本应用笔记的R1和C3设置为0。请参考DS1875数据资料，了解选择这些滤波器元件的信息。

升压转换器操作

DS1875在SW引脚上提供PWM信号，用于驱动DC-DC转换器。在每个SW期间，升压转换器具有充电阶段和放电阶段。图2显示了充电和放电阶段的电感电流和电感电压。

当晶体管Q1导通时，充电阶段发生，将输入电压VIN置于电感L1两端。二极管D1防止电容器C2通过Q1放电至地。由于输入电压为直流，电感电流呈线性上升，如图2所示。电感电流的公式由下式给出：

充电阶段存储在电感中的能量由下式给出：

IPK是电感中流动的峰值电流。该电流发生在充电阶段结束时。使用公式1，该峰值电流可以计算为：

其中D和T是开关频率的占空比（%）和时间段。公式3可以代入公式2，给出充电阶段存储在电感中的能量：

放电阶段在Q1关断时开始。在放电阶段，存储在电感中的能量被传递到输出端。这种能量之所以被转移，是因为即使在Q1关断后，电感电流仍继续流动。电流现在流过二极管D1流向输出电容C2。为了使电感电流流入二极管，VL处的电压需要大于VOUT处的电压。

图2显示了当电感电流开始流过二极管时VL处的电压出现大尖峰。现在电感两端有一个大的负电压，通过电感的电流斜率反转。由于电感两端的电压很大，电感中的电流将迅速降至零。一旦电感中存储的所有能量都注入输出，电感电流就会降至零。由于没有更多的电流来维持VL电压，因此该节点回落到输入电压VIN。放电阶段的电感电流由下式给出：

图2.电感电流和电压。

DC-DC 转换器的效率

DC-DC转换器中有许多损耗源会降低系统的效率。这些损耗可分为两大类：峰值电感电流引起的效率损耗;以及电路每次从充电阶段切换到放电阶段时发生的开关损耗。我们将依次讨论每种类型的损失。

电感电流引起的效率损失主要有三个来源。两个最重要的源极是晶体管导通时的漏源电阻和电感的直流电阻。这两种动作都会增加与电感串联的电阻。这些电阻消耗输入功率，并在充电阶段降低电感两端的电压。当电感器通过二极管放电时，也会发生与电感电流成比例的功率损耗。

开关损耗发生在DC-DC转换器的每个周期内。最明显的开关损耗是由电路中的寄生电容引起的。每次电感通过二极管放电时，二极管阳极处的节点都需要充电至大于V外.该节点还具有晶体管的漏源电容和阳极电容，两者都需要在二极管导通开始之前充电。

还有其他开关损耗来源。开关损耗发生在每个充电周期开始时，此时晶体管的栅极电容需要在晶体管导通之前充电。电感中的磁芯损耗是能量损耗的另一个来源。随着开关频率的增加，电感中的磁芯损耗也会增加。这些损耗的大小取决于电感磁芯材料和尺寸。开关损耗也发生在二极管的反向恢复时间内。在此期间，允许存储在输出端的电荷流过电感器。

将效率损失降至最低

正确的元件选择和PCB布局对产生的寄生损耗有显著影响。系统的运行也可以通过两种不同的方式来管理，以提高效率。第一种方法是减小电感电流，从而降低电感和晶体管的电阻损耗。第二种方法是减少系统的切换周期。

通过增加电感器的尺寸和系统工作的占空比，可以降低DC-DC转换器中的电感电流。只要电感存储相同量的能量，然后在每个时间段注入输出，就可以改变占空比和电感尺寸。图3显示了三个电感器（分别为1、2和4亨利），每个电感施加1V，充电直到它们存储2焦耳的能量。4H 电感器充电到相同的 1 焦耳存储能量水平所需的时间是 2H 电感器的两倍，占空比是 <>H 电感器的两倍或占空比的两倍。

图4显示了这三个电感充电时流经的电流。可以看出，1H电感需要2A的电流，而4H电感只需要1A的电流。这说明了选择更大的电感和增加DC-DC转换器的占空比如何降低电感电流。

图3.存储的电感能量。

图4.电感电流。

每次电路切换时，转换器中的开关损耗都会发生。这些损耗与电感电流无关，与开关周期成正比。因此，使用最长的开关周期是有利的，以便系统正常运行。但是，较长的开关周期需要更大的电感值。增加电感值会增加电感器的直流电阻，并且可能需要使用物理上也更大的电感。

图5所示为采用DS1875PWM控制器的DC-DC转换器的效率与负载电流的关系。该图显示，增加电感会增加占空比，从而提高效率。它还表明，由于开关损耗降低，较长的时间段导致更高的效率。此示例转换器使用 BSSS123 n 沟道 FET 和 1N4148 二极管。表1显示了所用两个电感的参数。

图5.DC-DC 转换器的效率从 76.3V 产生 3V。

 

电感值（μH	额定电流 （mA）	直流电阻 （Ω）	包装尺寸（密耳）
47	390	0.67	1210
22	175	0.44	1007

 

电感器、占空比和时间段的选择

设置升压转换器的第一步是确定所需的输出电压和负载所需的最大电流。升压转换器的可用能量需要大于所需的输出能量和电路中的所有组合损耗。转换器效率由η表示。在计算电路元件和设置时，0.4至0.75的效率是一个合适的起点。每个时间段所需的总能量为：

将输入能量（公式4）和输出能量（公式6）相等，然后将两边除以T，得到系统中能量相等的方程：

希望DC-DC转换器的工作尽可能接近最大占空比。DS1875的最大占空比为90%。使用DS1875正确设置的DC-DC转换器系统的占空比应在80%至85%之间。这将尽可能降低电感电流，但如果效率低于预期，仍会留下额外的占空比裕量。

时间段应尽可能长，以减少开关损耗。DS1875提供四种不同的开关频率可供选择：131.25kHz、262.5kHz、525kHz和1050kHz。在为 DC-DC 转换器选择工作频率和电感时，必须考虑较长开关周期和较大电感值之间的权衡。

典型 DC-DC 转换器的计算示例

以下是使用系统要求和初始假设进行计算，以确定特定应用所需的电感器。

 

要求	初始假设
V在= 3.3V	D = 80%
V外= 76V	T = 1/262.5kHz
我外= 5mA	η = 0.5

 

使用公式8中的公式，计算出17.5μH的电感值。选择15μH的标准值。表2给出了使用DS1875作为PWM控制器的其他常见DC-DC转换器配置。下表显示了计算出的电感和所选的开关频率。该表是使用50%的效率和80%的目标占空比计算的。

 

V在（五）	V外（五）	我外（毫安）	开关频率 （千赫）	电感器（微小时）
3.3	76	5	262.5	15
3.3	38	5	525	15
12	76	5	1050	56

 

二极管选择

在为 DC-DC 转换器应用选择二极管时，必须考虑四个参数。首先，二极管的反向击穿电压必须大于转换器输出端的电压。其次，二极管必须能够在电感器推动通过二极管的正向电流下工作。在DC-DC转换器中，此电流（IPK） 可以是几百毫安。第三，为了尽量减少二极管导通时的功率损耗，正向电压应尽可能小。一些应用甚至可能使用肖特基二极管，因为它们具有低得多的正向电压。最后，选择反向恢复时间短的二极管将限制二极管从导通级切换到非导通级时损失回输入端的输出电荷。

电感器选择

在为DC-DC转换器选择电感时，应考虑三个参数。首先，最关键的参数是电感的饱和电流。如果电感的饱和电流小于转换器所需的峰值电流，则转换器将无法提供必要的输出功率。其次，设计人员必须考虑电感的直流电阻。最后，应考虑电感的物理尺寸。为了降低直流电阻，如果电感的物理尺寸不大，则可以考虑采用较大封装的电感器。

电感器的最终选择将取决于DC-DC转换器的关键要求。

晶体管选择

所选晶体管必须能够承受电感通过二极管放电时产生的漏源电压。晶体管的额定漏极电流需要大于峰值电感电流。为了最大限度地降低开关损耗，最佳晶体管还应具有低栅极-源极和漏源-源极电容。

纹波滤波器选择

由R1和C3组成的滤波器可用于纹波抑制。DS1875数据资料描述了如何选择这些元件。R1的选择会对系统效率产生重大影响。根据所选择的R1值，当APD吸收高电流时，R1可能会消耗大量功率。

印刷电路板布局

正确的PCB布局可以降低DC-DC转换器开关节点处的电容。减小电容可降低开关损耗，从而提高效率。适当的布局还可以降低DC-DC转换器产生的开关噪声。以下应用笔记更详细地讨论了DC-DC转换器的布局。

审核编辑：郭婷