设计用于开关电源的第二级输出滤波器

如今，开关电源几乎无处不在，并用于每个电子设备。它们因其体积小、成本低和效率而受到重视。然而，它们的主要缺点是，由于高开关瞬变，它们的输出可能会产生噪声。这使它们远离线性稳压器统治的高性能模拟电路。已经表明，在许多应用中，经过适当滤波的开关转换器可以取代线性稳压器，以产生低噪声电源。即使在那些需要极低噪声电源的苛刻应用中，电源树上游的某个地方也可能有一个开关电路。因此，需要能够设计优化的阻尼多级滤波器来清理开关电源转换器的输出。此外，重要的是要认识到滤波器设计将如何影响开关电源转换器的补偿。

在本文中，升压电路将用于示例电路，但结果将直接适用于任何DC-DC转换器。图1所示是恒流模式（CCM）下升压转换器的基本波形。

图1.升压转换器的基本电压和电流波形。

使输出滤波器对于升压或任何其他具有不连续电流模式的拓扑如此重要的问题是开关B中电流时间的快速上升和下降。这往往会激发开关、布局和输出电容中的寄生电感。结果是，在现实世界中，即使使用良好的布局和陶瓷输出电容，输出波形看起来更像图2而不是图1。

图2.DCM 中升压转换器的典型测量波形。

与输出开关的无阻尼振铃相比，由电容器电荷变化引起的开关纹波（在开关频率处）非常小，我们将其称为输出噪声。通常，该输出噪声在10 MHz至100+ MHz范围内，远远超过大多数陶瓷输出电容器的自谐振频率。因此，增加额外的电容对衰减噪声几乎没有作用。

不同类型的过滤器有几个合理的选择来过滤此输出。本文将说明每种类型的滤波器，并给出设计的分步过程。方程并不严格，并做出了一些合理的假设来简化它们。仍然需要一些迭代，因为每个组件都会影响其他组件的值。ADIsimPower设计工具通过使用元件值（如成本或尺寸）的线性化方程来解决这个问题，在选择实际元件之前进行优化，然后在从数千个器件的数据库中选择实际元件后优化输出。但是，对于设计的第一遍，这种复杂程度是不必要的。通过提供的计算，并可能使用SIMPLIS仿真器，如免费的ADIsimPE™，或者在实验室里工作一段时间，可以用最少的努力找到令人满意的设计。

在设计滤波器之前，请考虑使用单级滤波器RC或LC滤波器可以实现的目标。通常，使用第二级滤波器时，将纹波降至几百μV p-p，将开关噪声降至1 mV p-p以下是合理的。降压转换器可以做得更安静一些，因为功率电感提供了显著的滤波。这些限制是因为一旦纹波下降到μV，元件寄生效应和滤波器级之间的噪声耦合开始成为限制因素。如果需要更安静的电源，则可以添加第三级滤波器。然而，开关电源通常没有最安静的基准电压源，并且还受到抖动噪声的影响。这都会导致低频噪声（1 Hz至100 kHz），无法轻易滤除。因此，对于噪声极低的电源，最好使用单个二级滤波器，然后在输出端增加一个LDO。

在深入探讨每种类型的滤波器的更详细的设计过程之前，将在每种类型的滤波器的设计过程中使用的一些值定义如下：

ΔIPP：进入输出滤波器的近似峰峰值电流。对于计算，我们假设这是正弦的。该值将取决于拓扑。对于降压转换器，它是电感中的峰峰值电流。对于升压转换器，它是开关B（通常是二极管）中的峰值电流。

ΔVRIPOUT：转换器开关频率处的近似输出电压纹波。

RESR：所选输出电容的ESR。

FSW：转换器的开关频率。

CRIP：假设所有ΔIPP撕裂流入其中计算的输出电容。

ΔVTRANOUT：ISTEP应用于输出时VOUT的变化。

ISTEP：输出负载的瞬时变化。

TSTEP：转换器对输出负载瞬时变化的大致响应时间。

Fu：转换器的交越频率。对于降压，它通常是 FSW ⁄10。对于升压或降压升压型转换器，它通常约为右半平面零点（RHPZ）位置的三分之一。

最简单的滤波器类型只是一个RC滤波器，如图161所示，连接到基于ADP3x的低电流升压设计的输出端。该滤波器具有成本低的优点，不需要阻尼。但是，由于功耗大，它仅适用于非常低输出电流转换器。本文假设陶瓷电容器具有小ESR。

图3.ADP161x低输出电流升压转换器设计，输出端增加RC滤波器。

RC第二级输出滤波器的设计过程

第 1 步：选择 C1基于假设值输出纹波在 C 处1大约忽略过滤器的其余部分;5 mV 峰峰值至 20 mV 峰峰值是一个很好的起点。C1然后可以使用公式1计算。

步骤2：可以根据功耗选择R。R 必须比 R 大得多红沉降率使电容器和该滤波器有效。这将输出电流范围限制在小于50 mA左右。

第 3 步：C2然后可以从公式2到公式6计算。A、a、b 和 c 只是简化计算的中间值，没有物理意义。这些方程假设 R << R负荷每个电容器的ESR都很小。这些都是非常好的假设，并且几乎没有引入错误。C2应等于或大于 C1.可以调整步骤1中的纹波以使其成为可能。

对于更高电流的电源，最好用电感代替pi滤波器中的电阻，如图4所示。除了低功耗外，这种配置还具有非常好的纹波和开关噪声抑制能力。问题是我们现在引入了一个可以共振的附加油箱电路。这可能导致振荡和不稳定的电源。因此，设计此滤波器的第一步是选择如何阻尼滤波器。图4显示了三种可行的阻尼技术。添加 R滤枫具有增加很少额外费用或大小的优点。阻尼电阻通常几乎没有损耗，对于大电源来说也可以很小。缺点是，通过降低与电感的并联阻抗，它大大降低了滤波器的有效性。技术 2 具有最大化过滤器性能的优点。如果需要全陶瓷设计，RD可以是与陶瓷电容器串联的分立电阻器。否则，需要一个具有高ESR的物理大电容器。此附加电容 （CD） 可能会显著增加设计的成本和尺寸。阻尼技术 3 看起来非常有利，因为阻尼电容器 CE添加到输出中，可能会对瞬态响应和输出纹波有所帮助。然而，这是最昂贵的技术，因为所需的电容量要大得多。此外，输出端相对较大的电容会降低滤波器谐振的频率，从而降低转换器的可实现带宽，因此不建议使用技术3。对于ADIsimPower设计工具，我们使用技术1，因为它成本低，而且在自动化设计过程中相对容易实现。

图4.ADP1621带有输出滤波器，突出显示了几种不同的阻尼技术。

另一个需要处理的问题是赔偿。这可能违反直觉，但将过滤器放在反馈回路中几乎总是更好的。这是因为将其置于反馈环路中有助于在一定程度上抑制滤波器，消除直流负载偏移和滤波器的串联电阻，并以更少的振铃提供更好的瞬态响应。图5显示了升压转换器的波特图，在输出端增加了LC滤波器输出。

图5.输出端带有LC滤波器的升压转换器的相位和增益图。

反馈在滤波电感器之前或之后进行。最令人惊讶的是，即使滤波器不在反馈回路中，开环波特图也会发生多大变化。由于控制环路在反馈环路中有或没有滤波器时都会受到影响，因此不妨对其进行适当的补偿。通常，这意味着将目标交越频率缩减到滤波器谐振频率的五分之一到十分之一（FRES).

这种类型的滤波器的设计过程本质上是迭代的，因为每个组件的选择都会驱动其他组件的选择。

使用并联电阻阻尼的LC滤波器的设计过程（图1中的技术4）

第 1 步：选择 C1好像输出上不会有输出滤波器。5 mV至20 mV p-p是一个很好的起点。C1然后可以使用公式8计算。

第 2 步：选择电感器 L滤枫.根据经验，一个好的值在 0.5 μF 到 2.2 μF 之间。电感应选择高自谐振频率（SRF）。电感器越大的SRF越大，这意味着它们对高频噪声滤波的效果较差。较小的电感不会对纹波产生太大影响，并且需要更多的电容。开关频率越高，电感越小。当比较具有相同电感的两个电感时，SRF较高的部分将具有较低的绕组间电容。绕组间电容的作用类似于滤波器周围的短路，产生高频噪声。

第3步：如前所述，添加滤波器将通过降低可实现的交越频率（Fu).对于电流模式转换，可实现的最大Fu是开关频率的 1/10 或 F 的 1/5 中的较小者RES滤波器的计算公式7。幸运的是，大多数模拟负载不需要极高的瞬态响应。公式9计算近似输出电容（CBW），以提供指定的瞬态电流阶跃。

第 4 步：设置 C2作为 C 的最小值BW和 C1.

步骤5：使用公式10和公式11计算近似阻尼滤波电阻。这些方程不是绝对准确的，但它们是最接近闭式解的东西，不需要使用广泛的代数。ADIsimPower设计工具计算R滤枫通过计算转换器在滤波器和电感短路的情况下的开环传递函数（OLTF）。R滤枫然后猜测值，直到带滤波器的转换器OLTF峰值仅比电感短路时转换器的OLTF高10 dB。该技术可用于ADIsimPE等模拟器，也可在实验室中使用频谱分析仪。

 

第 6 步：C2现在可以使用公式12至公式15进行计算。a、b、c和d用于简化公式16。

步骤7：应重复步骤3至步骤5，直到计算出满足所需纹波和瞬态规格的良好阻尼滤波器设计。应该注意的是，这些公式忽略了滤波电感R的直流串联电阻.DCR.对于较低电流电源，该电阻可能相当大。它通过帮助阻尼滤波器来提高滤波器性能，从而增加所需的R滤枫并增加滤波器的阻抗。这两种效果都可以显著提高滤波器的性能。因此，对于低噪声要求来说，在L中权衡少量功率损耗是非常有帮助的。滤枫用于改善噪声性能。磁芯损耗（L）滤枫还有助于衰减一些高频噪声。因此，大电流粉末铁芯可能是一个不错的选择。对于相同的电流能力，它们也往往更小、更便宜。当然，ADIsimPower不仅考虑了滤波器电感的电阻，还考虑了两个电容的ESR，以实现最大精度。

步骤8：选择与计算值匹配的实际元件时，请记住降低任何陶瓷电容器的电容，以考虑直流偏置！

如前所述，图4给出了两种可行的滤波器阻尼技术。如果不是选择并联电阻，而是选择电容器CD可以选择来阻尼过滤器。这将增加一些成本，但它提供了任何技术中最佳的过滤器性能。

使用RC阻尼网络的LC滤波器设计过程（图2中的技术4）

步骤 1：与前面的拓扑一样，选择 C1好像不会有输出滤波器。10 mV 峰峰值至100 mV 峰峰值是一个很好的起点，具体取决于最终目标输出纹波。C1然后可以使用公式8进行计算。C1在此拓扑中可以比以前的拓扑小，因为筛选器更有效。

步骤2：与前面的拓扑一样，选择0.5 μH至2.2 μH之间的电感。对于 1 kHz 和 500 kHz 之间的转换器来说，1200 μH 是一个不错的值。

第 3 步：和以前一样，C2可以从公式 16 中选择，但使用 R滤枫设置为大于 1 MΩ，因为它不会被填充。尽管 C 是相同的值的原因1有一个额外的电容器是为了提供良好的阻尼，RD将做得足够大，以至于 CD不会显着降低纹波。集合 C2作为计算的 C 的最小值2值，CBW和 C1.此时返回步骤 1 并调整 C 上假设的纹波可能很有用1获取计算出的 C2更接近CBW和 C1.

第 4 步：CD应设置为与 C 相同的值1.理论上，您可以使用更大的电容实现滤波器的更大阻尼，但它不必要地增加了成本和尺寸，并且会降低转换器带宽。

第 5 步：RD可由公式17计算。FRES使用公式 7 计算，忽略 C 的存在D.这是一个很好的近似值，因为 Rd 通常足够大，以至于 CD对滤波器谐振的位置影响不大。

第 6 步：现在两个 CD和 RD已经计算出，可以使用具有串联电阻的陶瓷电容器，或者应选择符合计算规格的具有大ESR的钽或类似电容器。

步骤7：选择与计算值匹配的实际元件时，请记住降低任何陶瓷电容器的电容，以考虑直流偏置！

另一种滤波技术是用铁氧体磁珠代替先前滤波器中的L。然而，这种布置有许多缺点，限制了其滤除开关噪声的有效性，并且对开关纹波几乎没有任何作用。首先是饱和度。铁氧体磁珠将在非常低的偏置电流水平下饱和，这意味着铁氧体的阻抗将比所有数据手册中显示的零偏置曲线低得多。它可能仍然需要阻尼，因为它仍然是一个电感器，因此可以与输出电容谐振。然而，现在电感是可变的，并且在大多数数据手册中提供的极少数据中表征不佳。因此，不建议将铁氧体磁珠用作二级滤波器，但可以在第二级滤波器的下游使用，以进一步降低非常高的频率噪声。

结论

本文列出了几种用于开关电源的输出滤波器技术。对于每种拓扑，都设计了一个分步设计过程，以减少滤波器设计所需的猜测和检查量。这些方程经过了一些简化，因此对于希望通过了解第二级输出滤波器可实现的功能来进行快速设计的工程师来说，它们非常有用。

审核编辑：郭婷