RF功率放大101：处理非理想

在任何基础教程中介绍放大器时，讨论通常假设使用的是理想的晶体管。它们的特性包括漏源电流 （Ids） 与栅源电压 （Vgs） 的线性跨导或线性变化，当在阈值电压 Vt 处达到夹断的极限条件或在 I最大值达到硬饱和时，具有很强的非线性或突然性（图 1）。

图 1：理想晶体管的传输特性。

因此，这种强非线性跨导器件是一种电压控制电流源，输出电导为零，导通电压为零。

本系列的前两篇关于RF功率放大器（PA）基础知识的文章都做出了这样的假设，既可以根据栅极偏置对放大器进行分类，又可以计算其最佳情况下的效率。如果这些假设成为选择放大器工作模式或栅极偏置的基础，工程师们确实会从实际设计中大吃一惊。

本系列的第三部分也是最后一部分在重新审视栅极偏置和效率时考虑了实际波形和晶体管行为。

3个关键的非理想性

上一篇文章演示了如何通过实施F类或反向F放大器来实现100%的效率，并牺牲一些线性度。在那里，如果不是因为主要的三个非理想性，对RF PA操作的完美选择的寻找可能会结束。

第一个与我们假设由添加三次谐波产生的完美方波有关。实际上，方波只有在添加无限数量的奇次谐波的情况下才有可能，如第一篇文章中所讨论的那样。添加三次谐波对波形的整形有显著影响，但不会产生先前假设的理想方波。这会产生效率成本（图 2）。

图 2：每个非理想性都会显著降低 F 类效率。

下一个不理想的是膝电压的存在。如图2中的输出特性所示，漏源电流I DS在导通后直至饱和，随VDS线性变化。理想情况下，在电流饱和区，V DS的变化对I DS没有影响，IDS仅随栅源电压VGS而变化。然而，曲线在变平之前会经过“膝盖”。

拐点限制或缩短动态负载线摆幅，影响电流和电压，从而降低RF输出功率。这反过来又降低了B级和F级的效率。

第三个非理想性是“软”开启。晶体管的导通行为不是突然的，这是晶体管在超过给定阈值栅极电压时表现出非线性跨导的结果。与相同给定VGS偏置的理想（突然）导通相比，这种软导通增加了漏极电流的导通角（图2）。

软导通的主要缺点是增益扩展，需要权衡一些效率以避免下面描述的幅度到幅度（AM-AM）失真。

对增益和AM-AM失真的影响

回想一下，F类对漏极电流使用半波整流或B类操作。这是通过将栅极偏置在阈值（之前假设为0 V）来实现的。软导通特性使夹断点向左移动（图3）。

图 3：由于软导通特性，增益显著呈非线性扩展。

另一个需要考虑的问题是，导通后会出现一个增益显著扩展的区域（图3，右）。想要放大器的增益平坦度是很直观的，因为增益的变化会导致信号失真，其中输入信号的各个“部分”被不同的“量”放大。

通过检查图4可以更好地理解这种AM-AM失真及其随栅极偏置而变化的方式。

图 4：栅极偏置由彩色点向左表示，匹配增益和效率曲线如右图所示。由于需要增益平坦度以避免AM-AM失真，因此通过偏置AB类操作的栅极来找到合适的权衡。

当栅极偏置半波整流时，如在B类操作中，信号的导通部分会有明显的增益膨胀。另一方面，A类操作（图4中的虚点）继续提供平坦的增益，但效率较差。

一个合适的折衷方案是AB类操作，其中栅极偏置位于A类和B类之间的某个区域，使得导通角大于π但小于2π。

图 5：栅极偏置选择还取决于预期的输入信号幅度。

在AB类范围内，工程师在选择栅极偏置时必须考虑预期的输入信号幅度或其峰值。当输入信号很小，并且栅极偏置刚好高于夹断时，器件显示为线性（图 5）。然而，功率放大器通常不是这种情况。

考虑到与晶体管相关的三个主要非理想因素，各种放大器类别提供的最大效率开始大不相同（图 6）。

图 6：由于晶体管非理想性而导致的各种放大器类别的效率下降。

B类效率受到膝盖电压问题的打击，软开启会提高。然而，这并没有考虑处理增益扩展问题所需的效率权衡。

另请注意，由于考虑了非理想性，AB 类操作似乎提供的效率变化最小。

其他非理想性

晶体管中的结构层和结会产生其他非理想特性——寄生电容和电阻，如图7所示。串联电阻和分流电阻会导致压降和损耗，从而进一步影响效率，而寄生电容会导致失真。

RF功率晶体管中的三种主要寄生电容是输入或Ciss（C gd + C gs），输出或C oss（Cds + C gs）和反馈或Crss，这也是栅极到漏极电容C gd。考虑这些电容的最大挑战是它们与电压无关。

图 7：器件寄生电阻、电感和电容（左）引起的相变随输出功率而变化（右）。

此外，设备互连本身还充当电感，在接近 1 GHz 及以上的高频下变得很重要，这是当今无线通信标准的典型特征。

非线性电容或变容二极管会导致相位失真随输出功率非线性变化，并使寄生L-C-R组合在RF PA设计期间难以管理。

由此产生的相位幅度（AM-PM）失真与前面讨论的AM-AM变化相结合，可能导致数字通信系统传输不正确的符号，从而传输信息。

峰值效率

回顾一下本系列第二部分中为 A 类、B 类和 F 类放大器计算的理论效率。请注意，这些是在峰值输入信号电平下计算的。实际上，信号在峰值以下花费相当长的时间，导致平均功率低得多，与峰值信号概率密度一致（图 8）。

另一方面，峰值效率是在峰值输出功率下实现的。虽然希望始终从RF PA获得最佳效率，但工作点必须低于峰值输出功率，以便信号偏移不超过最大允许电平。

图 8：功率效率与输出功率的函数关系。峰值效率是在峰值输出功率水平下实现的。

更具挑战性的是，当今的数字通信标准使用的调制方案允许输入信号发生相当大的变化，并要求高峰均功率比（PAPR）。

这就要求工程师采用Doherty放大器等配置，该放大器与两个PA并联：“主”和“辅助”。通常偏置在AB类的“主”放大器经过负载调谐，以提供接近平均功率的高效率。偏置低于夹断的“辅助”放大器仅在较高功率范围内导通，从而产生负载调制效应，以保持高效率一直到峰值功率。另一种补救措施称为“包络跟踪”，它使用传统RF PA的电源电压包络衍生调制 - 动态控制电源电压。

选择适合应用的权衡

晶体管的非理想行为因底层半导体技术而异。例如，与LDMOS相比，基于宽带隙材料氮化镓（GaN）的器件解决了拐点电压问题，提供了相当低的寄生电容，更高的工作频率和更高的功率密度。

虽然LDMOS性能仅限于较低频率，但GaN在较高频率（例如10.15 GHz应用）下的效率提高了3%至5%。GaN器件在SiC衬底上制造，还具有更高的导热性，使其能够在比其他技术更高的电压和更高的功率密度下运行，这反过来也解决了终端设备尺寸方面的考虑因素。

因此，必须了解应用要求，并相应地选择提供最合适的非理想集的器件技术以及设计权衡，例如与栅极偏置相关的设计权衡。

审核编辑：郭婷