宽频带微带天线技术知识合集2

2.5.1微带天线阵元的类型

可根据阵的带宽、极化、方向图特性（或扫描范围）、增益和效率等要求以及阵在结构上的要求来选择最合适的微带天线元。微带天线元大致可分为三类：贴片式、缝隙式和不均运行微带线等。

1．贴片式微带天线

按工作原理可分为谐振式和行波式。谐振式贴片微带天线作为阵元具有以下一些主要特点。单元本身具有一定的方向性系数，典型数据可达6dB左右。其效率较高，一般在90％以上。其半功率波束宽度大致在80^o^～100^o^之间。对于相控阵而言比较适合于最大扫描角在±50^o^以内。该形式的天线可工作在线极化、圆极化或变极化。对方形和圆形贴片，利用相互正交的双端馈电，在利用功率分配器和移相器以改变两端激励的相对振幅和相位，就可以构成圆极化或变极化。对接近方形的贴片和椭圆形贴片，利用单端馈电也可以做成圆极化阵元，但不能作成变极化阵元。谐振式贴片具有以下一些缺点。阻抗匹配带宽较窄，通常在输入端驻波系数小于2的带宽只有百分之几。当扫描范围大于±60^o^时，单元方向图的波束显得窄了一些，同时，当要求较大扫描范围时，为了避免在扫描范围内出现栅瓣，要求单元间距要较小，这样贴片尺寸也稍嫌大。这对将阵元和馈电网络都集成在同一介质基片上的单面阵就显得空间拥挤。因此，为了展宽波束或缩小天线尺寸，也常采用λ/4短路矩形贴片作为阵元，它相当于矩形贴片的一个辐射边短路，而尺寸缩小了1/2。此外，规则形状的谐振式贴片单元可以一哦能够较为准确的方法分析，已经导出各种较为准确的设计公式，所以设计较为简便，且减少调试工作量。

行波式贴片微带天线一端激励，另一端接匹配负载以保证贴片上电流或其内空间场按行波分布。这种天线的特点是阻抗匹配带宽较宽，但波束最大值指向随频率变化。这种天线最大值辐射方向可以设计成接近边射到端射的任一方向。它既可以辐射线极化波，也可以辐射圆极化波，但由于其一部分功率消耗在终端负载上所以效率较低。

2．缝隙式微带天线

缝隙天线利用微带传输线激励，是在微带传输线接地面上开缝，故其辐射是向两边的，如果需要单方向辐射，可在离缝高度为λ/4处加金属反射板。

这种天线的特点是它的阻抗匹配带宽比谐振式贴片天线要宽，特别是宽矩形缝。这种缝隙天线一般辐射线极化波，对制造公差要求比贴片式要小，用于阵元时量辐射元之间的隔离比贴片式要好，但当要求单方向辐射时，这种天线的厚度比贴片式天线要大。同时分析和设计这种天线要比贴片式困难一些，其广泛应用于卫星广播接收阵的阵元。

3.不均匀性微带线

微带线不均匀性是另一大类广泛应用的天线阵元。它通常是利用在微带传输线上进行切割、突变或弯曲等方式形成辐射。

这类天线用作阵元的特点是阻抗匹配频带较宽，快点电路结构简单而紧凑。构成阵的波束指向一般可设计在任何方向上。其缺点就是波束指向随频率变化较灵敏。由于是行波馈电，阵的效率不高。

2.5.2排列栅格和阵形

栅格一般有两种排列方式：一是矩形栅格排列；二是三角形栅格排列。在矩形栅格的单元位置中，只有当（m＋n）为偶数的位置中放置辐射单元，才组成三角形栅格。

对于同样的栅格抑制，矩形栅格排列比三角形栅格排列单元数多（比栅格为等边三角形时多16％）。辐射单元少，意味着成本降低。另外栅格间距的增加，有利于辐射单元的安装。因此，三角形排列采用的较多。

外观形状为矩形或正方形的阵列最常见，计算比较简单，其尺寸大小由主瓣宽度决定。均匀幅度的矩形阵，第一旁瓣电平可高达－13.2dB，抗干扰性能不好，这是最大的缺点。

把矩形阵改为圆形阵，在均匀幅度时，第一旁瓣电平可降至－17.6dB，圆形阵多采用正方形栅格。

用三角形栅格可排列成正六角形阵，这样的排列可有效的减少相控阵天线单元数目，降低雷达的造价。

当扫描角θ≥60^o^时，平面阵会受到栅瓣的影响而难以实现，利用球面的自然对称性，能在较宽的角度范围内保持天线方向图和增益的均匀性，同时可克服宽角度下阻抗失配的影响。因此，将阵列单元排列在一个球面上构成球形阵，可改善角扫描性能。

对于机载雷达，为了便于安装，减小阻力和覆盖尽可能宽的立体角，要求阵面的形状与机体表面形状一致，这就是所谓的共形阵。

图2.5 三角形栅格

2.6 电磁波的极化

电场强度E的方向随时间变化的方式称为电磁波的极化。根据E矢量的端点轨迹形状，电磁波的极化可分为三种：线极化、圆极化和椭圆极化。

两个相位相差π/2，振幅相等的空间上正交的线极化波，可合成一个圆极化波；反之也成立。两个旋向相反，振幅相等的圆极化波可以合成一个线极化波，反之亦然。

椭圆长轴对x轴的夹角τ称为极化椭圆的倾角，长轴与短轴的比值称为轴比，极化椭圆的轴比、倾角以及旋向是描述极化特性的三个特征量。线极化（轴比→∞）和圆极化（轴比等于1）都是椭圆极化的特例，旋向以传播方向z为参考，它直接由相位差φ决定，若φ在第一二象限，则为左旋波，若φ在三四象限，则为右旋波。

两个空间上正交的线极化波可以合成为一个椭圆极化波，反之亦然。两个旋向相反的圆极化波可以合成一个椭圆极化波，反之亦然。

圆极化波具有两个与应用相关的重要特性：

1）当圆极化波入射到对称目标（如平面、球面等）上时，反射波变为反旋向的波，即左旋变右旋，右旋变左旋。

2）天线若辐射左旋圆极化波，则只接收左旋圆极化波而不接收右旋圆极化波，反之，若天线辐射右旋圆极化波，则只接收右旋圆极化波，这称为圆极化天线的旋转正交性。

根据这些特性，在雨雾天气里，雷达采用圆极化波工作将具有抑制雨雾干扰的能力。因为水点近似球形，对圆极化波的反射是反旋的，不会被雷达天线所接收。而雷达目标（如飞机、船舰、坦克等）一般是非简单对称体，其反射波是椭圆极化波，必有同旋向的圆极化成分，因而能被收到。由于一个线极化波可分解为两个旋向相反的圆极化波，这样，不同取向的线极化波都可由圆极化天线收到，因此，现代战争中都采用圆极化天线进行电子侦察和实施电子干扰，同样，圆极化天线也有很多民用方面的应用。

**第三章 **微带天线的馈电方法

天线是一种能量变换器，发射天线把发射机输出回路的高频交流电能变为辐射电磁能，即变为空间电磁波。相反，接收天线把到达的空间电磁波变为高频交流电能，传送到接收机的输入回路。从发射机到天线以及从天线到接收机之间的连接是依靠馈线来实现的。

传输线（或馈电线）系指将高频交流电能从电路的某一段传送到另一段的设备。一般说来，对传输线有以下要求：

1）传输线应具有最小的能量损耗。这些损耗包括导线中电阻产生的能量辐射、导线间介质中所产生的介质损耗，以及发射到外部空间的辐射损耗。

2）沿线路允许传输的带宽内高频振荡功率应尽可能大

3）传输线不应改变天线的方向图特性。因此必须消除传输线上的能量辐射。要消除这种“天线效应”，必须在所给的工作波长下选择适当的传输线形式和几何结构。

4）传输线的电参量应稳定到这样的程度，以至于外部媒质的温度、湿度和压力的改变，以及机械振动和其它不稳定因素均不影响到天线设备的工作稳定性。

5）传输线应有适当的尺寸和重量

6）传输线应有一定的机械强度，便于装配。在制造上也要尽可能的简单，使用中要考虑到传输线的经济性。

当负载阻抗等于传输线的特性阻抗时，其工作在行波状态，传输效率最高，功率容量也最大；且传输线的输入阻抗呈电阻性，它的大小不会随频率而变化，这样便于与发射机调谐匹配。因此，希望传输线工作在行波状态。但是，在无线电收发设备中，传输线的终端负载是天线，而天线的输入阻抗是随频率而变化的，在工作波段内呈现为复阻抗性质。因此就要在传输线末端与天线之间加上一个“匹配装置”，使得天线阻抗经过匹配装置的变换作用后，与传输线的特性阻抗相等，从而使传输线工作在行波状态或称为匹配。

3.1 微带单元天线馈电

两种基本方式：一是用微带线馈电；二是用同轴线馈电

3.1.1微带线馈电

用微带线馈电时，馈线与微带贴片是共面的，因而可方便光刻，制作简便。但是馈线本身也要引起辐射，从而干扰天线方向图，降低增益。为此一般要求微带线宽度w不能宽，希望w ＜λ。还要求微带天线特性阻抗Ze要高些或基片厚度h要小，介电常数εr要大。

天线输入阻抗与馈线特性阻抗的匹配可由适当选择馈电点位置来实现。当馈电点沿矩形贴片的两边移动时，天线谐振电阻变换。对于TM10模，馈电点沿馈电边（x轴）移动时阻抗调节范围很大。微带线也可通过间隔伸入贴片内部，以获得所需阻抗。

馈电点位置的改变将使馈线与天线间的耦合改变，因而使谐振频率有一个小的漂移，但是方向图一般不会受影响（只要仍保证主模工作）。频率的小漂移可通过稍稍修改贴片尺寸来补偿。

在理论计算中，微带馈源的模型可等效威严z轴方向的一个薄电流片，其背后为空腔磁臂，为计入边缘效应，此电流片的宽度d0比微带宽度w宽（取有效宽度）。

微带馈线本身的激励往往利用同轴－微带过渡。有两种形式：垂直过渡（底馈）和平行过渡（边馈）。

3.1.2同轴线馈电

用同轴线馈电的优点有：1）馈电点可以选在贴片内任意所需位置，便于匹配。2）同轴电缆置于接地板上方，避免了对天线辐射的影响。缺点是结构不便于集成，制作麻烦。

这种馈源的理论模型，可表示为z向电流圆柱和接地板上同轴开口处的小磁流环。其简化处理是略去磁流的作用，并用中心位于圆柱中心的电流片来等效电流柱。一种更严格的处理是把接地板上的同轴开口作为传TEM波的激励源，而把圆柱探针的效应按边界条件来处理。

天线设备作为一个单口元件，在输入端面上常体现为一个阻抗元件或等效阻抗元件，与相连接的馈线或电路有阻抗匹配的问题。

微带辐射器的输入阻抗或输入导纳是一个基本参数，因此应精确的知道输入导纳，以便在单元和馈线之间做到良好的匹配。

由于对大多数工程应用来说，简单的传输线模型给出的结果已经足够满意，很多文献都给出了用传输线模型计算微带天线输入阻抗的方法，但由不同文献给出的方法计算出的值相差较大。

3.1.3电磁耦合型馈电

结构上的特点是贴片（无接触）馈电，可利用馈线本身，也可通过一个口径（缝隙）来形成馈线与天线间的电磁耦合。因此可统称为贴片式馈电。这对多层阵中的层间连接问题，是一种有效的解决方法，并且大多数能获得宽频带的驻波特性。

利用口径耦合的电磁耦合型馈电结构是把贴片印制在天线基片上，然后置放在刻蚀有微带馈线的馈源基片上，二者之间有一带有矩形缝隙的金属底板。微带线通过此口径来对贴片馈电。口径尺寸将控制由馈线至贴片的耦合，采用长度上比贴片稍小的口径一般可获得满意的匹配。

3.2 阵的馈电形式与设计

阵的馈电网络的主要任务是保证各阵元所要求的激励振幅和相位，以便形成所要求的方向图，或者使天线性能各项指标最佳。对馈电网络的主要要求是阻抗匹配、损耗小、频带宽和结构简单等。阵的馈电形式主要有并馈和串馈两种形式，也有这两种形式的组合。

3.2.1并联馈电

并联馈电是利用若干个功率分配器，将输入功率分配到各个阵元。功率分配器可以分成两路、三路或多路。但为了使馈电结构中最大和最小阻抗之比最小，通常采用两路功率分配器。

对于并联馈电阵，当所有阵元相同时，各元所要求的振幅分布可以利用改变功率分配器的各路功率分配比来实现，而各阵元所要求的相位分布，可采用控制各路馈电线长度或附加移相器来实现。例如对于同相阵，则可以利用各路馈线等长或相差馈线波长的整数倍来保证各元同相激励。对于相控阵同相则要求采用电控移相器来实现波束扫描所要求的相位分布。对功率分配器除要保证功率分配比外，还要求各路输出端之间有较好的隔离。

并联馈电网络的设计是比较简单和直接的。当选定阵元的形式和尺寸后，根据各元所要求的激励振幅和相位，考虑到互耦的影响，可计算出各元的输入阻抗。已知阵元的输入阻抗，所要求的激励振幅和相位后，就可以设计功率分配器和馈线的布局（要考虑长度以保证相位）。

并联馈电微带天线阵的阵元较少时，通常可将微带功率分配器和馈线与阵元都集成在同一块介质基片上，称为单面阵。当阵元数目较多或阵面空间较拥挤时，也可以将微带功率分配器的一部分或全部放在阵面后面，组成多层阵。此时各元用同轴探针激励，或者上下层功率分配器之间用同轴探针相连，为此必须要求各层具有金属化孔，并要求各层之间严格对准。阵元数多时，需要采用多级功率分配器，为了减少损耗和提高功率容量，对靠近输入端的前面几级功率分配器也可采用波导、同轴线或板线式功率分配器和馈线。

并联馈电具有以下几个特点：设计比较简单，各元所要求的激励振幅和相位可以通过设计馈电网络来实现。当馈线等长时，波束指向与频率无关，所以频带宽度主要取决于阻抗匹配的频带，比较容易实现宽频带。这种馈电形式既适用于固定波束阵，又适用于利用电控移相器进行波束扫描的相控阵。它的缺点是需要许多功率分配器，馈线总长度较长，这不仅占据了空间，也大大增加了传输损耗。同时，使整个馈电网络比较复杂。

3.2.2串联馈电

串联馈电是将天线阵元用微带传输线串联连接起来，此时，对馈电的主传输线来说，每一天线阵元都等效为一个四端网络。所以，从等效网络观点来看，这种馈电形式确切的说是一种级联形式的馈电。每一阵元的等效四端网络可以有各种形式，它既可以是一个并联导纳，也可以是一串联阻抗或更一般形式的T形、∏型或变压器形式的等效网络。对于矩形贴片微带天线元，就可等效为一并联导纳的四端网络。当考虑了互耦影响时，此并联导纳又矩形贴片元的自导纳加上其它各元的互导纳。

串联馈电形式，根据传输线终端所接负载不同，可分为行波串联馈电和谐振串联馈电。串联馈电阵设计比并联馈电阵设计要复杂一些，特别在考虑各元间的互耦影响时，需要用迭代法来设计，以保证各元所要求的激励振幅和相位。

串联馈电阵各元所要求的激励振幅和相位是通过改变各天线元尺寸来达到的，所以，一个具有幅度或相位加权的串联阵，各天线元的尺寸一般是不相同的。谐振串联馈电无论从阻抗匹配和方向图特性来讲，一般都是窄频带的。当频率变换时，由于相位的变化，使波束指向改变。但这种馈电形式效率较高，传输损耗也较小，馈电无论结构简单又紧凑。行波馈电的阻抗匹配频带较宽，但波束指向随频率改变，另一缺点是馈电效率较低，因为在终端负载上要消耗一部分功率。

串联馈电阵与并联馈电阵相比，前者馈电电路简单，馈线总长度较短，所以馈线损耗较小。因为不需要功率分配器，所以空间利用也必并联馈电要好。行波串联馈电阵阻抗匹配频带宽。但串联馈电阵设计要复杂一些。其波束指向随频率变化。如果采用中心串联馈电，其波束指向将不随频率变化。

以上讨论的主要是线阵的馈电形式，但也可以推广应用于二维平面阵。对于二维平面阵的馈电，可以全部采用并馈或串馈，也可以采用一维为并馈，另一维为串馈的组合形式，平面阵除上述馈电形式外，对于微带天线元组成的平面阵，还有一种交叉馈电形式，这种馈电形式，还可以通过改变辐射元线宽度或馈线与辐射元的角度来达到幅度加权的目的。

3.3 相控阵天线的馈电方式

发射机输出的信号，按一定的幅度分布和相位梯度馈送给阵面上的每一个天线单元。接收时，同样必须将各个天线单元收到的信号按一定的幅度和相位要求进行加权，然后加起来馈送给接收机。相控阵天线的馈电网络，就是使阵面上众多的天线单元与发射机或接收机相连接的传输系统。各个天线单元所需要的幅度和相位加权也是在馈线系统中实现的。

为了获得低副瓣相控阵天线，馈线系统提供给每个天线单元的电流信号的幅度是不相等的，通常情况下，阵列中间天线单元的信号电流幅值最大，阵列边缘单元的电流幅值最小，各天线单元的激励电流按一定的幅度分布来确定。除了自适应阵列天线外，对一般的相控阵，这一幅度分布是固定的，不应随天线波束扫描方向的变化而变化。信号沿阵列天线口径的不等幅分布，通常采用不等功率的功率分配网络来实现。

馈线系统还要保证每个天线单元激励电流的相位符合天线波束扫描指向要求。通常将馈电网络向各个天线单元提供所需的信号相位称之为“馈相”，即将对天线单元信号进行复加权中的相位加权部分称之为“馈相”，“馈相”的方式与馈电网络的组成相关。

对相控阵的馈电系统有许多要求，其中之一是通过降低馈线系统的复杂性来降低成本。为此，减小移相器和每一移相器所需要的开关组件的数目、简化移相器控制信号的产生方式以及压缩移相器控制信号的数目等具有重要意义，而这些都是与馈相方式密切相关的。

由于可将整个平面阵分成若干个线阵，每一线阵都被当成一个子天线阵，因此对平面阵列天线的馈相，可分解成对若干个相同子阵和另一子阵的馈相（一个线阵又可以相应地分为若干子阵），这种馈相方式的移相器数目要增加一个线阵的单元数目，但移相器控制信号容易产生，控制信号的设备量也显著的降低了。

同样，也可以将“阵内相位”矩阵分解为若干个小的正方形或矩形矩阵，即用若干个子平面天线阵来构成总的平面阵列。

馈线系统在相控阵天线中占有特别重要的位置。低旁瓣天线对馈线系统幅度和相位精度的要求是很高的，此外，承受高功率的能力、馈线系统的损耗、测试和调整的方便性，以及体积、重量等要求，也是选择馈电方式时必须考虑的因素。为了降低成本，还要充分考虑生产的一致性、提高成品率和便于加工等要求，至于是否全部功率分配器都要采用隔离式，还是部分采用隔离式、在哪一级采用隔离式，这可根据对系统驻波、功率隔离以及成本要求等进行计算分析后决定，或对这些要求进行折衷考虑。

平面相控阵天线的馈电主要有强制馈电、空间馈电和光学馈电

3.3.1强制馈电

采用波导、同轴线、板线和微带线等进行功率分配。随光电子技术的发展，也可以采用光纤作为相控阵馈线中的传输线，但只能在低功率电平上使用。波导和同轴线用于高功率阵列，低功率部分常用板线、带线和微带线。功率分配器有隔离式与非隔离式、等功率分配器与不等功率分配器等多种形式。隔离式功率分配器输出支臂之间约有20dB隔离度，可以减小由于各传输组件之间的反射波引起的干扰，有利于整个馈线系统获得低的驻波。当隔离式功率分配器的一个支臂由于开路或短路而出现全反射时，因一半反射功率被隔离臂的吸收负载所吸收，故有利于保证馈电网络的耐功率性能。

3.3.2空间馈电

空间馈电的形式有透镜式空间馈电和反射式空间馈电等形式。透镜式空间馈电的天线阵，包括收集阵面和辐射阵面两部分。收集阵面也称为内天线阵面，它由许多天线单元组成，这些天线单元又称为收集单元。它们既可排列在一个平面上，也可排列在一个曲面上。在天线阵处于发射状态时，发射机输出信号由照射天线（如波导喇叭天线）照射到内天线阵上的收集天线单元，这些收集单元接收照射信号后，经移相器，再传输至辐射阵面上的天线单元（也叫辐射单元），然后向空间辐射，对于有源相控阵天线，经过移相器相移后的信号，还要再经过功率放大器放大，然后才送给辐射阵面的天线单元。当天线阵处于接收状态时，辐射阵面接收从空间目标反射回来的回波信号，这些信号送移相器移相后，由收集阵面上的天线单元将其传输至阵内的接收天线（如由波导喇叭组成的接收天线）。对于有源相控阵天线，每一辐射单元收到的信号，要先经过低噪声放大后再送给移相器，最后才输入到收集单元，经空间辐射到达阵内接收天线。

这种空间馈电方式，实质上采用空溃的功率分配/相加网络，省掉了许多加工要求严格的微波高频器件。这种馈电方式，对于高频和雷达信号波长较短的情况（例如S、C、X波段），与强制馈电方式相比，优点更为明显。

反射式空间馈电阵列与透镜式空间馈电阵列不同，其收集阵面和辐射阵面是同一阵面。这一阵面上各天线单元收到的信号，经过移相器移相后，被短路传输线或开路传输线全反射。对于这种阵列，作为初级馈源的照射喇叭天线，在阵列平面的外边，即采用前馈方式对天线阵面进行空间馈电。由于采用前馈，初级馈源的天线对天线阵面有一定的遮挡效应，对天线口径增益和对天线副瓣电平的性能有不利的影响。这种空溃方式，常见的大多是频率很高（如X、Ku波段）的相控阵战术雷达。另外，在这种空间馈电阵列中，移相器提供的相移值起了两次作用，故该值应为一半移相器相移值的一半，移相器损耗也增加了一倍。自然，移相器是双向传输型的。

在空间馈电系统中，初级馈源的照射方向图为整个阵面提供了幅度加权。为了充分利用初级馈源能量，减小泄漏损失，透镜内天线阵面（收集阵面）的天线单元数目可适当增加，在内天线阵面的边缘部分，可以将几个收集单元接收到的信号相加，在经过移相器相移后送至外天线阵面（辐射阵面）的辐射天线单元。

为了降低相控阵天线的副瓣电平，常采用密度加权方式，这时阵面上除有源天线单元外，还设置了相当数量的无源单元，对于空间馈电的阵列天线，外天线也可以设计成密度加权的相控阵天线。

由于天线物理尺寸的限制，初级馈源与阵面的距离大体等于天线口径的尺寸，因此，初级馈源辐射的电磁波是球面波。由球形波到平面波的准直修正，由改变移相器上的控制码来实现，即用改变移相器的相移值来进行修正，也可用准直延迟线来实现。

3.3.3波束跃度与移相器的虚位技术

相控阵天线波束的相控扫描依靠的是天线阵中的大量移相器，因此，移相器是馈电系统中的一个关键微波元件，与此相应，控制移相器的电路也是一个重要的电路。

按照信号相位的基本定义：

移相器可在高频实现，为便于用计算机控制天线波束扫描，计算机提供给移相器的控制信号是二进制的经过D/A变换成模拟信号后送入控制移相器。

对移相器的要求主要有以下8项，在具体选用时必须进行综合考虑：

1）承受功率（包括峰值功率与平均功率）的能力

2）频率特性及带宽性能

3）低损耗

4）幅度和相位精度、温度特性和幅度稳定性

5）控制特性（对波束控制驱动器的要求和控制的时间响应）

6）工艺性、一致性和可靠性

7）低成本

8）体积、重量要求

由于移相器要受计算机控制，以便实现相控阵特性波束的高速、无惯性灵活扫描、因此，数字式移相器得到了广泛的应用。

采用数字式移相器时，移相器的相移量以二进制方式改变。当数字式移相器的位数为K(K为正整数)，则移相器的最小相移量（单位相移量）为ΔφBmin

因此，相控阵特性的波束指向是离散的，随着扫描角度的增大，相邻波束之间的间距（波束跃度）增大。这与天线波束随扫描角度增加而展宽是一致的。为了降低波束跃度，使天线波束扫描接近于机械式连续转动天线时的情况，需要增加移相器的位数K。

考虑到雷达天线波束宽度，波束跃度小于半个波束宽度是起码的要求，由此出发，对于三坐标雷达，因其波束宽度大体在1度左右，K≥8是完全必要的。对于相控阵单脉冲跟踪雷达，为了能对目标接近于连续跟踪，K≥10也是很有必要的，若K＝10，则ΔφBmin=0.35°。显然，要做这么多位数的移相器，要保证这样高的移相精度是不切实际的。

为了节省数字移相器的位数，同时保证所需要的小的波束跃度，采用了“虚位技术”、采用虚位技术后，增大了移相器的相位量化误差，对副瓣电平有不良影响。在同时要求节省移相器位数和降低副瓣电平的情况下，采用“随机馈相”方法，当移相器的位数为n时，对无限阵，可使寄生副瓣电平降低到－12×ndB。

为了降低成本，总是希望在不出现栅瓣或由栅瓣引起的寄生副瓣低于一定电平条件下，尽可能的减少天线阵中的移相器的数目。

缩小天线波束的扫描范围，有利于减小天线阵中移相器的数目，因为天线波束扫描范围减小后，天线单元的间隔可以拉开，此外，对于实际的雷达来说，在某些应用情况下，也不要求阵列天线的波束扫描范围很宽，这时便可采用有限扫描相控阵天线或小区域相扫天线。

3.4 固态功率放大器的阻抗匹配

微波功率晶体管的输入输出阻抗很低，且是电抗性的，而功率相加器等传输线的特性阻抗通常都选定为50Ω，因此，只有将晶体管的输入输出阻抗在整个工作频带范围内变换为50Ω，才能获得良好的阻抗匹配。对于相控阵雷达，不管是在集中式大功率发射机还是在分散式发射机中，功率放大器组件都工作在C类状态，不需要电真空放大器中所必不可少的调制器，在高频输入信号到达晶体管放大器输入端，并超过基极－发射极之间的反向偏置电压后，该放大器才起放大作用，接待厅才导通。在输入脉冲信号由上升前沿至脉冲顶部，在到达脉冲后沿的整个脉冲持续期间，放大器中晶体管的工作状态是急剧变化的（由截止到线性、饱和、再截止），因而其输入输出阻抗也是变化的，因为单级放大器的增益只有7dB左右，所以，固态放大器通常由几个单级放大器连接组成，后面一级放大器是前面一级放大器的负载，一个单级放大器的输入输出阻抗的变化，将影响其前后两级放大器的匹配。

放大器负载阻抗的变化，与放大器输入信号电平及电源电压的变化一样，将使放大器输出信号的相位发生变化，因此，当设计固态功率放大器时，再考虑其幅相一致性的公差要求情况下，应对放大器的负载阻抗提出相应的要求。

放大器末级输出端通常接一个环流器，使末级功率放大器与天线负载之间隔离，以保证末级功率的负载相对稳定，这样，再末级功放晶体管输出端与环流器之间再加上一段匹配传输线，便可保证再工作频带宽度内有良好的负载阻抗匹配。

在相控阵雷达中，当采用集中式大功率发射机或分布式子阵发射机方案时，从发射机输出端至天线阵面都有一个发射馈电网络，它包括功率分配器、移相器、环流器、相位微调和收发开关等，发射馈电网络的多个输出端口与各天线单元之间也不可能做到完全匹配。天线单元之间的互耦使各天线单元的输入阻抗不完全一致，且互耦是随天线波束扫描方向的变化而变化的；另外，在雷达工作频带宽度内，馈线各节点的驻波及单元之间的互耦也是不同的，因此，天线单元的输入阻抗随天线单元的位置、天线波束指向和雷达信号的频率而变化，而通常的馈电网络中，除一部分相位微调及幅度微调器件外，并没有可进行阻抗匹配的自适应调配器。除了天线单元之间存在互耦外，馈线网络中各个端口或节点之间也可能存在互耦。

采用集中式发射机或子阵式发射机的相控阵雷达，一部发射机要负责给整个发射相控阵天线或发射天线子阵馈电。从发射机输出端到每一个天线单元，必须有一个发射馈线系统，将发射机输出信号功率分配至各个天线单元，对于接收相控阵天线，各个天线单元接收到的信号，必须经过一个接收馈线系统逐级相加，然后送至接收机输入端，发射和接收馈线系统都由许多不同的馈线元件如功率分配器、移相器、传输线段、调谐元件、定向耦合器等组成，各个馈线元件的连接不可能做到完全匹配。这些连接点处，存在电磁波反射。各个节点处的多次反射波，当重新到达天线单元（对发射阵）或接收机输入端（对接收机）时，这些反射波与主入射波叠加，对发射阵来说，使各个天线单元辐射出去的信号的相位和幅度发生变化；对接收机而言，则使从各个天线单元接收到的信号到达接收机输入端时产生相位和幅度的起伏，因此，对于天线的馈电系统是必须要仔细调试的。