VFD电网/阳极电源，采用MAX6850-MAX6853泵输出

本文介绍如何使用MAX6850、MAX6851、MAX6852或MAX6853真空荧光显示控制器的PUMP时钟输出来构建低成本升压转换器。DC-DC转换器从MAX3-3显示控制器使用的6850.3V电源为VFD管产生高压电网电源阳极电源。

本应用笔记讨论如何使用MAX6850、MAX6851、MAX6852和MAX6853真空荧光显示（VFD）控制器的PUMP时钟输出来构建成本最小的升压转换器，以方便的较低电压产生高压电网/阳极驱动器电源。

PUMP输出是MAX6850–MAX6853 VFD控制器的五个通用逻辑输出之一。所有这些逻辑输出都具有额外的特殊功能;在PUMP的情况下，输出可以配置为标称值为80kHz时钟输出。PUMP时钟频率实际上是OSC/50，其中OSC是使用MAX6850–MAX6853 OSC1和OSC2引脚设置的多路复用时钟频率。OSC 可以使用内部 RC 振荡器设置，也可以使用外部时钟。无论哪种方式，允许的范围都是2MHz至8MHz。标称 OSC 频率为 4MHz，将泵浦频率设置为 80kHz。

这里讨论的转换器拓扑是具有固定导通时间和“砰”调节的不连续升压。该电路的工作原理是，当泵为高电平时，在每个泵时钟的前半周期内通过电感L1增加电流，并在泵的后半周期（当泵为低电平时）将存储的能量倾倒到输出电容C2中（图1和图2）。

图1.使用泵输出作为升压开关驱动器。

图1.文本ssss。

在没有任何反馈的情况下，图2所示基本升压电路的输出电压将随输入电压和负载而变化。当输出空载时，输出电压将随着每个电源周期而不断上升，因为电感存储的能量总是被倾倒到输出电容器中。一种简单的调节技术可以检测到输出是否高于所需电压。然后防止进一步的电源循环，直到由输出电容保持的转换器输出电压下降。这通常称为砰砰声调节，涉及对转换时钟（在本例中为PUMP）进行选通，以便仅在输出超出稳压时允许转换周期。

图3显示了带反馈的低成本升压转换器的实现方案。要了解电路操作，首先要考虑PUMP上升时循环的开始。假设目前电路处于失调状态，Q2处于关断状态。当PUMP上升时，Q1作为开关导通，电流开始通过L1上升。半个泵时钟周期后，泵下降，Q1关闭。同时，L1电流上升到值I惠普，该电流现在通过二极管D1流入输出电容C2和存在的任何负载。如果输出电压足够高，可以打开齐纳二极管D2，则电流将流过D2和R2。当输出电压上升到该阈值以上时，最终Q2将导通，箝位Q1的基极发射极，防止Q1在PUMP下一个高电平时导通。否则，R3确保Q2保持关闭状态，Q1再次开启，转换重复。C4为检测提供小延迟，以减少Q2打开和关闭以保持调节时的颤振。

图3.一个晶体管反馈控制。

图3所示的简单电路可以通过在输出电压检测中增加迟滞来改进。迟滞确保Q2始终难以打开或关闭。如果没有迟滞，Q2可以在调节门限处部分导通，从而从Q1释放部分基极电流。当这种情况发生时，Q1可能不会那么严重饱和，从而降低效率。迟滞可以通过增加一个双晶体管施密特触发器来实现，如图4所示。施密特触发器使检测阈值增加了约0.25V迟滞。Q4集电极的施密特触发器输出在3.3V和0.9V之间切换，因此需要D3和R7来确保Q2关断。

图4.施密特跳跳虎反馈控制。

为电源路径选择组件值的一种简单方法是使用电源。转换器必须能够传输足够的功率，以将输出电压保持在输出负载电流（从最小输入电源电压）。让我们定义一些参数：

VIN（最小值） = 最小输入电源电压
VSW = Q1开关晶体管两端的压降
VIN（最大值） = 最大输入电源电压
PIN = 额定输出负载下的输入电源功率
IIN（平均） = 输入平均电流
VOUT = 输出电源电压
IOUT = 输出最大负载电流
POUT = 输出最大负载功率
VRIPPLE = 由于电感器将其功率倾倒到输出电容器中的输出电源电压纹波
VDROOP = 输出电源电压因负载而下降，从输出电容器吸收电流
Eff = 预期功率转换效率（仅电源路径—不包括Q1基极电流）
L = L1 的电感
Ipk = 峰值电感电流
f泵 = 泵频率
tON = 转换器电源开关导通时间

现在我们推导出这个架构的一些方程（最终方程以粗体显示）：

噘嘴 = VOUT × IOUT

由于泵占空比为 50：50

tON = 1/（2 × fPUMP）

输出功率来自存储在电感器中的能量

嘴 = 0.5 × L × （Ipk）² × fPUMP

由于电感电流在 fPUMP 周期的一半内从 0 斜坡上升到 Ipk

IIN（平均） = ipk/4

输入和输出功率的公式：

噘嘴 = 有效 × PIN

噘嘴 = VOUT × IOUT

PIN = VIN × IIN（平均）

这给了我们 Ipk 的等式：

Ipk = （VOUT × IOUT × 4）/（Eff × VIN（min））

根据 Ipk，我们可以计算出 L 的最大值：

L（最大值） = （VIN（最小值） - VSW） × tON/Ipk

包括等式 04 给我们

L（最大值） = （VIN（最小值） - VSW）/（2 × fPUMP × Ipk）

L的选择值为我们提供了最大输入电源电压下Ipk的最大值。L1、Q1 和 D1 的额定值必须针对以下峰值电流：

Ipk（max） = （VIN（max） - VSW）/（2 × fPUMP × L）

我们还需要考虑电容C2两端的输出纹波电压。纹波电压的估计值是通过假设所有电感能量都倾倒到C2中获得的。

1/2 × C2 × （VOUT + 电压纹波）² = （1/2 × C2 × VOUT²） + 1/2 × L1 × Ipk²

这简化为：

电压纹波 = （VOUT² + （Ipk² × L1/C2））1/2 - VOUT

电容C2两端的电压也会因负载而下降。通过假设输出电压在fPUMP的整个周期内从VOUT衰减，然后再次恢复到VOUT，可以估算压降电压。从 Q = C × V = I × t，我们得到：

VDROOP = IOUT/C2/fPUMP

对于一个工作示例，考虑由3.3V ±0.3V输入电源产生的28V/15mA的要求。从公式08：

Ipk = （28 × 0.015 × 4）/（0.8 × 3），估计功率转换效率为 80%

所以：

Ipk = 0.7A

从公式 10：

L（最大值） = （3 - 0.3）/（2 × 80000 × 0.7），使用估计的 300mV Q1 晶体管饱和电压

所以：

长（最大值） = 24.1μH

我们选择 L = 22μH

从公式 11：

Ipk（max） = （3.6 - 0.3）/（2 × 80000 × 22 × 10-6）

所以：

Ipk = 0.94A

L1、Q1 和 D1 的额定峰值电流必须为 0.94A。

我们选择 Zetex FZT851 NPN 晶体管作为 Q1。该晶体管在IC = 1A时的最大过温VCE（sat）数字为300mV，证实了我们对VSW的估计。1A 集电极电流时的 hFE 最小值为 100。假设MAX6850–MAX6853 VFD控制器工作在3.3V ±10%，我们需要0.94/70 = 13.4mA的基极电流，其中70是hFE的设计值，以确保饱和。在此13.4mA负载下，PUMP输出上升至200mV（根据MAX6850–MAX6853数据资料中VOL与ISINK的典型工作特性）。现在，我们可以计算R1 = （3.0 - 0.9 - 0.2）/0.0134 = 130Ω的值，其中0.9是FZT851在这些工作条件下的VBE（sat）。

可以使用逻辑电平NMOS FET代替NPN晶体管。但是，很难获得VDS额定值为30V或更高的3V逻辑电平功率FET。

现在我们考虑输出电容C2：

从公式 13：

VRIPPLE = （28² + （0.94² × 22/4.7））1/2 - 28，C2的试验值为4.7μF。
纹波 = 36mV

从公式 14：

VDROOP = 0.015/（4.7 × 10-6）/80000，再次使用 C2 的试验值 4.7μF。
电压 = 40mV

纹波和噪声的组合小于100mV。这小于250mV施密特迟滞，因此可以接受。

图5.图4所示电路的调节和效率曲线。