安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 静态特性分析

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SiC MOSFET 在功率半导体市场中正迅速普及，因为它最初的一些可靠性问题已得到解决，并且价位已达到非常有吸引力的水平。随着市场上的器件越来越多，必须了解 SiC MOSFET 与 IGBT 之间的共性和差异，以便用户充分利用每种器件。本系列文章将概述安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 的关键特性及驱动条件对它的影响，作为安森美提供的全方位宽禁带生态系统的一部分，还将提供 NCP51705（用于 SiC MOSFET 的隔离栅极驱动器）的使用指南。本文为第一部分，将重点介绍安森美M 1 1200 V SiC MOSFET的静态特性。

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碳化硅 (SiC) 是用于制造分立功率半导体的宽禁带 (WBG) 半导体材料系列的一部分。如表 1 所示，传统硅 (Si) MOSFET 的带隙能量为 1.12 eV，而 SiC MOSFET 的带隙能量则为 3.26 eV。

 

SiC 和氮化镓 (GaN) 具有更宽的带隙能量，意味着将电子从价带移动到导带需要大约 3 倍的能量，从而使材料的表现更像绝缘体而不像导体。这使得 WBG 半导体能够承受更高的击穿电压，其击穿场稳健性是硅的 10 倍。对于给定的额定电压，较高的击穿场可以减小器件的厚度，从而转化为较低的导通电阻和较高的电流能力。SiC 和 GaN 都具有与硅相同数量级的迁移率参数，这使得两种材料都非常适合高频开关应用。SiC 的热导率是硅和 GaN 的三倍。对于给定的功耗，较高的热导率将转化为较低的温升。

 

特定所需击穿电压的 R_DS(ON)是 MOSFET的一部分，它与迁移率乘以临界击穿场的立方成反比。即使 SiC 的迁移率低于硅，但其临界击穿场高 10 倍，导致给定击穿电压的 R_DS(ON)要低得多。

 

商用 SiC MOSFET 的保证最高工作温度为 150℃< T_J< 200℃。相比之下，可以实现高达 600℃ 的 SiC 结温，但其主要受键合和封装技术的限制。这使得 SiC 成为适用于高压、高速、高电流、高温、开关电源应用的优质 WBG 半导体材料。

 

表 1：半导体材料属性

 

SiC MOSFET 通常在 650 V < BVDSS < 1.7 kV 范围内可用。尽管 SiC MOSFET 的动态开关行为与标准硅 MOSFET 非常相似，但必须考虑其器件特性决定的独特栅极驱动要求。

 静态特性阻断电压能力

安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 的额定电压为 1200 V，具有每个特定器件的数据表中规定的最大零栅极电压漏极电流 (I_DSS)。然而，SiC MOSFET 的阻断电压能力会随着温度的升高而降低。以 1200 V 20 m SiC MOSFET 电源模块为例，与 25℃ 时的值相比，−40℃ 时阻断电压 (V_DS) 的典型降额约为 11%。即使安森美的器件通常留有一些裕度，在设计期间，也应考虑 V_DS 的降额，尤其是在器件将在极低温度下运行时。在图 1 中可以看到击穿电压与温度的典型分布。

 

重要提示：这些是典型的参考值，无法保证一定会实现，请参考数据表中的值或联系您当地的技术支持人员。

图 1：V_DS 与温度的典型分布

R_DS(ON) 特性和驱动安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 的推荐 V_GS

与硅相关产品相比，SiC MOSFET 的主要区别之一是漏极-源极电压 (V_DS) 与特定漏极电流 (I_D) 的栅源电压 (V_GS) 的相关性，并且在这个安森美 1200 V SiC MOSFET 中也不例外。图 2 显示传统的 Si MOSFET 在线性（欧姆）和有源区（饱和）之间显示出明显的过渡。另一方面，参见图 3，SiC MOSFET 并不会出现这种状况，实际上没有饱和区，这意味着 SiC MOSFET 的表现更像是可变电阻，而不是非理想型的电流源。

 

图 2：SJ MOSFET 的典型静态特性

图 3：安森美 1200 V SiC MOSFET M 1 的典型静态特性

 

在选择适当的 V_GS 时需要考虑的一个重要方面是，与硅基器件不同，当 V_GS 增加时，即使在相对较高的电压下，SiC MOSFET 也仍会表现出 R_DS(ON)的显著改善。这可以从图 3 中看出：当 V_GS增加时，曲线向左移动。如果我们看一下图 2，当 V_GS >> V_Th 时，Si MOSFET 的 R_DS(ON) 未表现出显著改善，因此，大多数 Si MOSFET 通常以 V_GS≤ 10 V 驱动。因此，如果用 SiC 替换 Si MOSFET，建议修改驱动电压。尽管 10 V 高于 SiC MOSFET 的典型阈值电压，但在如此低的 V_GS 下的传导损耗很可能会导致器件的热失控。这是建议使用 V_GS ≥ 18 V 来驱动安森美 1200 V M 1 SiC MOSFET 的原因之一。

 

如果选择的电压过高，则会在栅极氧化物中引入更高的应力，这可能导致长期可靠性问题或关键特性变化，如 V_TH 漂移。在资质认定阶段，安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 经过大量测试，以确定 + 25 V 的最大栅极电压。例如，在图 4 中，正栅极偏压应力测试的结果以绿色显示。与其他供应商相比，安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 在持续施加 + 25 V 电压时表现出良好的稳定性。

 

图 4：正栅极偏压应力测试。测试条件：V_GS = 25 V，T = 175℃

 

即使采用最佳布局和最少电感封装，也无法避免管芯栅极处的瞬态电压尖峰。为了不超过 + 25 V 的势垒，建议最大向 MOSFET 施加 V_GS ≤ 20 V 的恒定电压。

R_DS(ON)，温度相关性

需要考虑的另一个因素是 SiC MOSFET 的温度系数。在低温下，SiC MOSFET 通常呈现负温度系数 (NTC)，直到其达到某一温度并开始具有正温度系数 (PTC)。这个转折点受 V_GS 影响。在较低的 V_GS 下，NTC 会一直持续到较高的温度，而如果这个电压增加，则转折点将在较低的温度下发生。在图 5 中，可以看出安森美 M 1 SiC MOSFET 在不同 V_GS 下 R_DS(ON) 与温度的典型相关性。如果我们观察 V_GS = 15 V 时的曲线，NTC 在负温度下非常陡峭，在大约 50℃ 时仍然明显，这导致高温下的 R_DS(ON) 在所有情况下都低于负温度下的 R_DS(ON)。如果两个组件并联切换，就像我们的许多电源模块一样，其中一个组件可能会过载，特别是当器件在负环境温度下启动时，可能会导致热失控。如果 V_GS 增加，此现象将得到纠正。在 18 V 时，温度系数的转折点约为 25℃，在 100℃ 时，R_DS(ON) 值已经高于 −40℃ 时的值，这使其成为并联切换器件的安全电压，即使在寒冷的环境中使用也是如此。

 

图 5：不同 V_GS 下 R_DS(ON) 的温度相关性

 

为了计算 SiC MOSFET 器件的静态损耗或为了比较不同的供应商，不仅要查看器件在 25℃ 时的 R_DS(ON)（通常在出于营销目的而定义器件时使用），还要查看目标应用温度下的 R_DS(ON)。如前一段所述，在某个转折点之后，SiC MOSFET 会具有 PTC。个中好处已经解释过了，但如果系数很高，25℃ 和应用中实际温度下的 R_DS(ON)之间的差异会变得非常关键，导致在目标工作温度下的传导损耗显著增加。在选择 SiC MOSFET 时需要考虑这一点。

 

当温度升高时，安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 在 R_DS(ON)方面表现出良好的稳定性。图 6 显示了在不同漏极电流 (I_D) 下，20 m 器件在 25℃ 和 150℃ 时的差异。当 I_D = 50 A 时，R_DS(ON) 增加了 33%，这足以确保良好的并联工作，且不会导致静态损耗显著增加。

 

图 6：1200 V、20 mΩ SiC MOSFET 电源模块在不同温度下的 V_DS 与 I_D

选择负栅极偏压

到目前为止，已经讨论了用于定义正栅极偏压的不同参数。结论是，安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 的 V_GS 在静态操作期间应设置为 + 18 V ≤ V_GS ≤ 20 V，而在动态瞬态中不应超过 + 25 V。但如何定义负栅极偏压呢？当然，该值应足够低，以确保器件正确关闭，同时避免在那些容易产生直通电流的拓扑（如半桥）中出现寄生导通。

 

就 V_TH 而言，目前市场上有两种类型的 SiC MOSFET，即典型值高于 3.5V 的高阈值电压 SiC MOSFET 和典型值低于 3V 至 3.5V 的低阈值电压 SiC MOSFET。安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 属于第二类，其典型 V_TH 值在 2.75 V 的范围内（各个器件的具体值见数据表）。该值随温度变化，可能低至 1.8 V，也可能高达 4.3 V。

 

在可能产生直通电流的应用中，建议使用 − 5 V 的负栅极偏压，以留有足够的安全裕度，避免寄生导通，尤其是在较高的开关频率下。将负 V_TH 设置为 − 5 V 还应给予足够的裕度，以避免瞬态栅极电压低于在 −15 V 设置的最小限值。

 

在直通电流风险不存在（即升压器拓扑）或借助现有技术而降低（即用寄生电感解耦半桥输出）的情况下，负栅极偏压可以增加到高达 0V 的任何安全值。这对器件的性能有其他影响，将在下一章进行讨论。

 

与正栅极偏压一样，具有非常低的负栅极偏压可能会触发 SiC 晶体的缺陷，导致可靠性问题或关键参数的修改，例如 V_TH 或 R_DS(ON) 漂移，这在谈论负栅极偏压和当前可用的 SiC 沟槽 MOSFET 时尤其关键。为了防止这些问题，安森美在设计中考虑了这一点，并对 M 1 1200 V SiC MOSFET 进行了大量的静态和动态测试，以确认没有漂移。图 7 显示了静态负栅极偏压的结果及其在 V_TH 方面的影响。此外，我们的生产线还进行了老化测试，以限制过早发生故障的情况。

 

图 7：负栅极偏压应力测试。测试条件：V_GS = -20 V，T = 175 ℃

体二极管正向电压 (V_f) vs. V_GS

众所周知，与其他类型的二极管相比，SiC MOSFET 的体二极管具有较高的正向电压。在使用 SiC MOSFET 时应考虑这一特性，通常，不建议在许多拓扑的死区时间之外使用，以避免高损耗。减少体二极管使用的一种有效方式是在需要反向导通时激活 MOSFET 的沟道。这样做可以显著减少损耗。

 

但是，对于在激活沟道之前需要死区时间的拓扑，即同步整流中的典型半桥，无法有效地停用体二极管，因为需要更多器件和/或修改电流路径。此外，即使采取许多预防措施，也可能无法完全避免在死区时间使用体二极管。安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 可以使用体二极管，且不会导致可靠性下降或 MOSFET 主要参数出现重大漂移。

 

考虑到这一点，必须要知道 V_GS 将对体二极管的静态性能产生影响。图 8 显示了当应用不同的 V_GS 时，安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 的体二极管与正向电流 (I_f) 的 V_f相关性。如图所示，当负栅极偏压减小时，V_f 略微增加。此图具有一些误导性，因为它可能会让用户得出将 V_GS 设置为 0 V 是最佳解决方案的结论。然而，这个 V_f 较低的原因是 MOSFET 的沟道处于微导通状态，所以外部看起来 V_f较低的实际上是从体二极管接收部分电流的沟道。当二极管停止导通时，沟道仍将保持微导通。根据开关拓扑，这可能会对总损耗产生负面影响，并增加泄漏。此外，在 0 V 时，开关损耗将急剧增加，具体稍后会进行解释。这种现象在 SiC 技术中很常见，可以通过将 V_GS 降低到 −5 V 来避免。

 

图 8：20 mΩ、1200 V SiC MOSFET 模块中不同 V_GS 的 V_f 与 I_f

V_TH，温度相关性

在前几章中，已经介绍了当施加正或负栅极偏压时的 V_TH 漂移。影响 V_TH 的另一个因素是温度。与所有 MOSFET 一样，安森美 M 1 1200 V SiC MOSFET 具有负温度系数。结果是，V_TH 可以从 25℃ 时的约 2.6 V 典型值降低到 175℃ 时的 1.8 V。图 9 显示了 40 mΩ 器件在不同温度下的典型 V_TH 值。在设计栅极驱动器电路时必须考虑这一点，以避免不必要的寄生导通。再次重申，应在实际应用温度下考虑此数据。例如，与 125℃ 时相比，室温下栅极处的 2 V 电压尖峰触发寄生导通的可能性更低。

 

图 9：40 mΩ、1200 V SiC MOSFET 中的典型 V_TH 值与温度

 

为了在对寄生导通敏感的拓扑（如半桥）中保持安全裕度。建议在器件关闭时设置负 V_GS。

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