为数字通信系统选择混合信号元件IV：接收器架构注意事项

系统约束：在数字通信系统中，接收器电路的功能是恢复传输的信号并将其处理以引入解调器，然后解调器恢复构成传输消息的数字位。如上一期所示，当信号通过传输介质时，信号恢复的障碍就会出现。这些“损伤”可能包括信号衰减、反射、失真和引入“干扰源”（共享传输介质的其他信号）。传输障碍的性质是介质（无线、同轴电缆或双绞线）、所使用的通信方案（TDMA、FDMA、CDMA 等）以及发射器/接收器对的特殊情况（距离、地理位置、天气等）的强大功能。无论如何，重要的接收器设计考虑因素在某种程度上存在于所有接收器中，只是程度不同。在本讨论中，将使用两个示例来说明各种接收器设计问题。图1显示了两个截然不同系统的发射器输出和接收器输入端信号频谱的相关部分：GSM蜂窝电话应用（图1a和1b）和ADSL双绞线调制解调器应用（图1c和1d）。

a. 蜂窝传输。c. ADSL传输。b.蜂窝接收信号。d. ADSL接收信号。图1.发射和接收光谱。

GSM使用FDMA（频分多址）和TDMA（时分多址）的组合进行多路复用，并使用正交相移键控的变化进行调制。在1b中，振幅显着减小 - 这是与发射器的距离的结果。此外，几个强干扰信号是来自附近频段中其他蜂窝发射器的信号，这些发射器在物理上比所需的发射器更接近接收器。

本例中的ADSL调制解调器（图1c）使用FDMA分离上行和下行信号，并在多个单独的频率箱中传输其信号，每个频率箱都有自己的QAM（正交幅度调制）星座（分立多音或DMT调制）。ADSL信号被双绞线衰减;衰减是频率的强函数。此外，还存在“干扰源”。这在专用电线系统中可能看起来很异常，但实际上干扰源是调制解调器泄漏回接收器的双工（沿相反方向传播）信号。这通常被称为近端回波，对于长线，它可能比接收到的信号强得多（图1d）。

这两个示例说明了接收器处理电路的关键功能：

灵敏度代表接收器捕获微弱信号并将其放大到允许解调器恢复传输位的水平的能力。这涉及增益函数。如本系列第3部分所述，信号强度可能会有很大差异，因此通常需要一定程度的可变或可编程增益。在接收器中实现增益的方式通常需要在噪声、失真和成本之间进行权衡。低噪声设计要求在信号链中尽早实现增益;这是电路设计的一个基本原则。在计算系统中各种噪声源的噪声贡献时，每个组件的等效噪声参考系统中的一个点，通常是输入参考输入（RTI）噪声。任何给定元件的RTI噪声贡献是元件的噪声除以输入和元件之间的总信号增益。因此，信号路径中的增益越早发生，产生大量噪声的级数就越少。

不幸的是，立即获得大量收益存在障碍。首先是失真。如果信号存在大干扰源（图1b、1d），则增益不能超过大信号开始产生失真的点。失真的开始由各种组件规格描述，包括THD（总谐波失真），IP3（三阶交调截点：信号强度的虚拟测量值，在该下，增益级的三阶失真能量的功率与基波信号能量一样强），IM3（三阶互调产物中功率的度量）， 等。对于A/D转换器或数字处理，满量程下的“削波”会产生严重的失真。因此，在实现所有所需增益之前，通常必须衰减这些强信号（如下所述）。

成本是影响信号链中增益的另一个限制因素。作为一般经验法则，高频信号处理比低频或基带信号处理更昂贵（以美元和功率计）。因此，包含频率转换的系统通常设计为尝试在IF或基带频率上实现尽可能多的所需增益（见下文）。因此，为了优化信号路径中的增益位置，必须同时权衡噪声、失真、功耗和成本的限制。

用于评估增益级的规格包括可用增益（线性比或dB）和元件噪声的一些描述，以RTI噪声频谱密度（nV/√Hz为单位）或噪声系数（基本上，输出端噪声除以输入端噪声之比，对于给定阻抗电平）。

选择性表示接收器在存在不需要的干扰源的情况下提取或选择所需信号的能力，其中许多干扰源可能比所需信号强。对于FDMA信号，选择性是通过使用判别滤波器进行滤波来实现的，该滤波器可阻止不需要的信号并通过所需的信号。与增益一样，滤波通常在较低频率下更容易。这是直观的意义;例如，在200 MHz中心频率下实现的1 kHz带通滤波器需要的Q值比以200 GHz为中心的相同1 kHz滤波器低得多。但是，在某些高频范围内，使用专门的滤波器技术（例如陶瓷或表面声波（SAW）滤波器）进行滤波有时更容易。

如上所述，需要在信号路径的早期进行滤波，以衰减强干扰源。这种滤波器需要结合所需的频率响应和低噪声。滤波器的品质因数包括带宽、阻带抑制、通带平坦度和过渡带（通带和阻带之间的区域）的窄度。滤波器响应形状在很大程度上取决于通信信道的信道间距和信号强度变化。大多数FDMA蜂窝标准试图通过避免在同一或相邻单元中使用相邻频率通道来放宽滤波器要求，以允许更宽的过渡带和更低Q（更便宜）的滤波器。

选择性问题的一部分是调谐 - 改变所需信道的能力，因为在大多数应用中，感兴趣的信号可能位于许多可用频段中的任何一个。调谐可以通过改变滤波器带通频率来完成，但更常作为混频操作的一部分实现（见下文）。

频率规划（混合）：根据无线电传输特性和用于给定服务（如 FM 收音机或蜂窝电话）的带宽可用性选择无线电频率。如前所述，高射频的信号处理往往既昂贵又困难。此外，这种额外的麻烦似乎没有必要，因为在大多数情况下，实际信号带宽最多只有几百kHz。因此，大多数无线电接收器使用频率转换将信号载波降低到较低、更易于管理的频率，以进行大多数信号处理。最常见的频率转换方式是混频器（图 2）。

图2.混合 – 图像问题。

混频是指使用非线性操作，通常将输入信号和参考振荡器信号相乘，以产生和和差频的频谱图像。例如：如果我们将 900 MHz 的射频信号与 890 MHz 的振荡器“混合”，混频器的输出将具有 1790 MHz（频率总和）和 10 MHz（它们之间的差异）的能量。10 MHz 信号在 10 MHz 中频 （IF） 处成为目标信号，而总和频率很容易滤除。如果振荡器频率增加到 891 MHz，它将把 901 MHz 的射频信号转换为 IF;因此，通道选择或调谐可以通过改变振荡器频率并使用固定频带通滤波器将输出调谐到IF来实现。

但是，当将 900 MHz RF 与 890 MHz 本振 （LO） 混合时，RF 信号上存在的任何 880 MHz 干扰也会转换为 10 MHz 的差异频率。 显然，任何“图像”频率为880 MHz的RF信号在进入混频器之前都必须被抑制到远低于所需信号的水平。这表明需要一个通过900 MHz并停止880 MHz的滤波器，其过渡带是中频的两倍。这说明了中频选择的一个权衡：较低的中频更容易处理，但RF镜像抑制滤波器设计变得更加困难。混频器的品质因数包括增益、噪声和失真规格（如用于增益级的规格），以及对振荡器信号输入的要求。

处理图像抑制问题的其他机制超出了本简短处理的范围。不过，值得一提的是正交下变频，因为它的广泛使用。输入信号的同相和正交表示被单独混合和组合，以对目标信号产生相长干扰，对不需要的图像频率产生破坏性干扰。正交混频需要两个（或多个）信号处理通道在幅度和频率响应方面都匹配良好，因为不匹配会使不需要的图像信号泄漏到输出中。

均衡：实际传输通道通常比简单的衰减对信号产生更严重的影响。其他信道伪影包括频率相关的幅度和相位失真、多路径信号干扰（在移动/蜂窝应用中很常见）以及接收器处理电路的限带/码间干扰。许多接收器系统具有“均衡”电路，该电路提供信号处理，试图逆转信道损伤，使信号更像理想的传输信号。它们可以像PAM系统中的高频升压滤波器一样简单，也可以像DMT ADSL系统中使用的自适应时域均衡器一样复杂。随着容量限制将系统架构推向更复杂的调制方案，模拟域和数字域中的均衡技术越来越复杂。

多样性：在移动应用中，来自移动发射器的干扰模式会改变基站接收器的信号强度，使信号在某些条件下难以或不可能恢复。为了帮助降低这种情况发生的几率，许多基站都使用两个或多个接收天线来实现，这些接收天线相隔RF波长的一小部分，因此一个天线上的破坏性干扰应该代表另一个天线的相长干扰。这种多样性以重复电路为代价改善了接收。分集通道不需要紧密匹配（正交通道需要匹配），但系统必须具有信号处理电路来确定选择哪个分集路径。相控阵接收机将分集概念发挥到极致，将来自接收机阵列的信号与适当的相位延迟相结合，有意在多个信号路径之间产生相长干扰，从而提高接收机的灵敏度。

传统接收器设计：图3a显示了GSM接收器路径的可能架构，图3b显示了ADSL调制解调器的架构。如前所述，接收电路的任务是提供信号调理，以准备引入解调器的输入信号。这种信号调理的各个方面都可以通过数字或模拟处理来实现。这两个例子说明了相当传统的方法，其中大部分信号处理在模拟域中完成，以降低对A/D转换器的性能要求。在这两个示例中，解调本身都是以数字方式完成的。这并不总是必要的;许多更简单的调制标准可以用模拟模块解调。然而，数字解调架构正变得越来越普遍，并且几乎是复杂调制方案（如ADSL）所必需的。

图3a所示的GSM接收器信号路径说明了如何使用交替增益和滤波器级来提供所需的选择性和灵敏度。通道选择或调谐是通过改变第一个本地振荡器LO1的频率来实现的。可变增益和更多滤波在IF频率处施加。这是一个窄带中频系统，设计为在中频处理中仅存在一个载波。中频信号混频至基带，再次滤波并馈送到Σ-Δ型模数转换器。在数字域中应用了更多的滤波，并对GMSK信号进行数字解调以恢复传输的比特流。

ADSL接收器有不同的要求。不需要频率转换，因为信号使用相对较低的频率（直流至1.1 MHz）。第一个模块是“混合”，这是一种特殊的拓扑结构，旨在从强传输信号中提取微弱的接收信号（成为干扰源-见图1d）。在增益级之后，滤波器尝试衰减回波（回波与所需信号位于不同的频带中）。在滤波器之后，使用可变增益级将信号提升到尽可能大的电平，然后再将其施加到A/D转换器进行数字化。在该系统中，在信号解调之前，在时域和频域中完成均衡。本例显示了以数字方式进行的均衡（在A/D转换器之后），在这种情况下更容易实现所需的自适应滤波器。

新的扭曲接收器“走向数字化”：VLSI技术的进步使更复杂的接收器架构变得实用;它们可实现更大的流量密度和更大的灵活性 - 即使是能够处理多种调制标准的接收器。这一发展的一个重要趋势是在数字领域进行越来越多的信号处理。这意味着A/D在信号链中“向前移动”，更接近天线。由于增益、滤波和频率转换较少，因此对分辨率、采样频率、带宽和失真的要求显著增加。

a. GSM接收器。b. ADSL 调制解调器接收器。图3.典型的接收器架构。

调制解调器中这种复杂性的一个例子是使用回声消除。图1d的频谱显示了主导接收信号动态范围的强干扰源。在调制解调器的情况下，这种干扰不是随机信号，而是调制解调器向上游传输回去的双工信号。由于该信号是已知的，因此可以使用信号处理来合成接收线路上的预期回波，并将其从接收信号中减去，从而消除其干扰。不幸的是，回声对线路阻抗有很强的依赖性，线路阻抗因用户而异，甚至随天气而变化。为了合理地消除回声，必须实现某种自适应循环。这种自适应性在数字域中更容易实现，但它需要一个具有足够动态范围的ADC，以同时数字化微弱的接收信号和回波;在ADSL的情况下，这表明使用带宽为16.1 MHz的1位A / D转换器。（例如，AD9260）。作为对具有足够精确的回声消除器实现更高级别性能的重要奖励，上行和下游数据可以同时占用相同的频率，从而显着增加调制解调器的容量，尤其是在长线路上。

在GSM的情况下，高级接收器有多种方法。当ADC在信号链中向前移动时，它必须对IF信号进行数字化处理，而不是捕获直流附近的基带信号，该信号通常在70 MHz至250 MHz范围内。由于目标带宽只有几百kHz，因此没有必要（也不希望）以500 MHz的频率运行ADC;而是使用欠采样。如果ADC的时钟频率为20 MHz，目标信号为75 MHz，则信号混叠频率将降至5 MHz （= 4 x 20 - 75） MHz;本质上，ADC的欠采样操作类似于混频器。与混频器一样，存在镜像问题，因此需要在ADC之前滤除65 MHz（= 3 x 20 + 5 MHz）和85 MHz（= 4 x 20 + 5 MHz）的信号成分。（AD6600双通道增益范围ADC（冬季上市）在这里会很有用）。

蜂窝接收器的更大进步是实现宽带接收器。在图3b所示的示例中，通过改变LO频率并在IF信号处理中使用非常选择性的滤波器来选择单个目标载波。宽带无线电（即将推出）旨在将所有载波数字化，从而能够以数字方式实现调谐和信号提取功能。这对ADC的性能提出了严格的要求。如果要对15 MHz宽的蜂窝频段进行数字化，则需要30-40 MSPS的ADC采样速率。此外，为了解决近/远问题，转换器的动态范围必须足够大，以便同时对强信号和弱信号进行数字化处理，而不会削波强信号或丢失转换器量化噪声中的弱信号。宽带无线电的转换器要求因蜂窝标准而异，从美国AMPS标准（AD12）的40位9042 MSPS到GSM的18位70 MHz。这种实现的巨大优势使权衡是值得的;一个接收器可用于同时捕获多个传输，并且由于选择滤波已完成数字可编程滤波器和解调器，因此可用于支持多标准接收器。用无线电行业的术语来说，这是向“软件无线电”的转变，其中大部分无线电处理都是数字的。

审核编辑：郭婷