专业高保真15W电子管放大器电路

描述

  我想出了另一个能够提供15瓦输出功率的放大器电路。我使用我最喜欢的Pentode构建了它,就像我以前的电路一样。这是一个有几个子电路的大项目,所以我将分别浏览每个子电路

  放大电路:

  高保真

  首先,让我们来看看放大器电路本身。这次我决定采用完全不同的拓扑结构,适合Hi-Fi。第一级是具有局部负反馈的Pentode电压放大器,可将增益降低到约3-4倍。您可以选择如何在两个负反馈之间分配增益。第二级是分相器,与典型的阴极分相器相比具有一些优点。

  使用恒流源代替尾部电阻可实现两个输出之间的绝对对称性。对于高保真音响,功率管的对称驱动至关重要。另一个明显的优势是均衡和相等的输出阻抗。只要你不剧烈地过驱动功率管,输出阻抗就会处于完美的平衡状态。这种类型的分相器还有一个优点。与电压增益略小于单位的阴极不同,该分相器的增益约为25。因此,如果功率管需要10V,而信号源只有200mV,则可以将第一级设置为增益为2(这将使其非常线性)。随着分相器的增益,功率管将被相应地驱动。

  全球反馈:

  我建议在第一阶段使用增益

3。这将迫使全局反馈对信号产生深远的影响。无论如何,功率放大器在最大功率分配超线性模式下工作。这意味着变压器在初级的20%处抽头,并通过一个小电阻馈送到屏蔽网格。这将导致功率级失真仅为15.1%的情况下产生1W的功率。结合全局和本地反馈,在2W时,整体失真不会超过15%。

  即便如此,失真大多是二阶的,所以它应该使声音变甜。对于超线性操作,必须对电源进行极好的过滤。此外,在低频攻击下它不应该下垂很多。解决方案是使用Pi滤波器(C-L-C),具有足够大的电容,可以在攻击期间满足电流需求。这对于功率级来说已经足够了。前置放大器和分相器需要更稳定的电源,因此增加了一个额外的RC-RC网络来补偿噪声和电源的瞬时骤降。

  将放大器吞没在从输出到输入的全局负反馈中将使频率响应变平。这将最大限度地减少扬声器的无功分量,影响放大器并进一步降低整体失真。

  电源控制电路:

  高保真

  该放大器电路的第二部分围绕最大限度地延长电子管的使用寿命。它还采用了一种机制,通过该机制,放大器的空闲状态超过 6

分钟,这将导致一种睡眠模式。当放大器首次打开时,加热器电压将为3.3V,其中这些电子管的典型电压为6.3V。这将最大限度地减少冷启动时的浪涌电流。它还将使管子保持就绪状态,通过灯丝的电流刚好足够,以使它们部分打开。此时不应用高压电源。

  由于阴极中毒,在降低加热器电压的情况下使用高压电源会极快地磨损管子。检测到输入信号后,比较器U2开始在输出端产生方波信号,该信号通过包络检波器。电容器C3开始充电,达到11V的最大电压。当电容充电超过2V时,比较器U3使能并强制Q4晶体管切换继电器,将加热器电压从3.3V增加到6.3V。到目前为止,放大器还没有提供高电压。

  U3的输出上升到12V,通过R13禁用晶体管Q2。这允许电容器C1充电,充电至4.7V后,比较器U1使能Q3,使继电器能够切换电子管的高压电源。在电子管接收到由R16/C6控制的全3.4V灯丝电压后,高压电源有1s的延迟。

  加热器/HT

电压的这种循环延长了管子的使用寿命,并在没有信号的情况下降低了功耗。当输入信号被禁用时,比较器U2不再对电容C3充电,并开始通过电阻R11放电。6分钟后,电压降至2V门限以下,比较器U3的输出禁用继电器驱动晶体管,加热器电压再次降至3.3V(待机)。此操作还使能晶体管Q2,使电容C1放电并禁用高压电源。

  放大器进入待机模式,控制电路的静态电流小于20mA,加热器的静态电流约为1A。当您施加输入信号时,整个过程再次开始,放大器很快(15-16s)恢复活力。您可以通过减小

C1 的值来更改高压电源的导通时间。但是低于 22uf 是不可取的,因为它会导致 3.6 秒的延迟。

  从6.3V交流加热器电源中获取控制电路的电源电压。倍压器在大约 17-18V 时整流和加倍电压。然后,LM7812 降压并将控制电路所需的电压调节为

12V。电位计R15补偿倍压器产生的不平衡。或者,您可以为控制电路的电源电压使用单独的绕组。这是最可取的方法。

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