个人计算机开关电源电路解析

按：这是在职时，研究开关电源教学时的另一篇解析。第一篇对机器人电源的解析引起了不少朋友的兴趣，再把这篇发出来供同行参考。

研究个人PC电源，必须从开关电源芯片开始。这里是一个PTP-2038电源的实际应用的例子，其分析思路对电源的维修具有普遍意义。

第一部分：TL494芯片

这是一个应用极为广泛的控制器件，在个人PC电源中，很多使用的都是这个芯片。它是由TI公司生产的。

一．芯片管脚定义

TL494是16脚芯片。

图1：TL494管脚排列

1脚/同相输入：误差放大器1同相输入端。

2脚/反相输入：误差放大器1反相输入端。

3脚/补偿/PWM比较输入：接RC网络，以提高稳定性。

4脚/死区时间控制：输入0-4VDC电压，控制占空比在0-45%之间变化。同时该因脚也可以作为软启动端，使脉宽在启动时逐步上升到预定值。

5脚/CT：振荡器外接定时电阻。

6脚/RT：振荡器外接定时电容。振荡频率：f=1/RTCT。

7脚/GND：电源地。

8脚/C1：输出1集电极。

9脚/E1：输出1发射极。

10脚/E2：输出2发射极。

11脚/C2：输出2集电极。

12脚/Vcc：芯片电源正。7-40VDC。

13脚/输出控制：输出方式控制，该脚接地时，两个输出同步，用于驱动单端电路。接高电平时，两个输出管交替导通，可以用于驱动桥式、推挽式电路的两个开关管。

14脚/VREF：5VDC电压基准输出。

15脚/反相输入：误差放大器2反相输入端。

16脚/同相输入：误差放大器2同相输入端。

二．基本特性

1．具有两个完整的脉宽调制控制电路，是PWM芯片。

2．两个误差放大器。一个用于反馈控制，一个可以定义为过流保护等保护控制。

3．带5VDC基准电源。

4．死区时间可以调节。

5．输出级电流500mA。

6．输出控制可以用于推挽、半桥或单端控制。

7．具备欠压封锁功能。

三．结构原理

图2给出了TL494的内部原理框图。

图2：TL494内部原理框图

芯片内部电路包括振荡器、两个误差比较器、5VDC基准电源、死区时间比较器、欠压封锁电路、PWM比较器、输出电路等。

1．振荡器：

提供开关电源必须的振荡控制信号，频率由外部RT、CT决定。这两个元件接在对应端与地之间。取值范围：RT：5-100k，CT：0.001-0.1uF。

振荡频率：f=1/RTCT。

形成的信号为锯齿波。最大频率可以达到500kHz。

2．死区时间比较器：

这一部分用于通过0-4VDC电压来调整占空比。当4脚预加电压抬高时，与振荡锯齿波比较的结果，将使得D触发器CK端保持高电平的时间加宽。该电平同时经过反相，使输出晶体管基极为低，锁死输出。4脚电位越高，死区时间越宽，占空比越小。

由于预加了0.12VDC，所以，限制了死区时间最小不能小于4%，即单管工作时最大占空比96%，推挽输出时最大占空比为48%。

图3：死区时间比较器单独起作用时的波形

图3给出了死区时间比较器单独作用时的工作相关波形。

3．PWM比较器及其调节过程：

由两个误差放大器输出及3脚（PWM比较输入）控制。

当3端电压加到3.5VDC时，基本可以使占空比达到0，作用和4脚类似。但此脚真正的作用是外接RC网络，用做误差放大器的相位补偿。

常规情况下，在误差放大器输出抬高时，增加死区时间，缩小占空比；反之，占空比增加。作用过程和4脚的死区控制相同，从而实现反馈的PWM调节。0.7VDC的电压垫高了锯齿波，使得PWM调节后的死区时间相对变窄。

如果把3脚比做4脚，则PWM比较器的作用波形和图3类似。然而，该比较器的占空比调节，要在死区时间比较器的限制范围内起作用。

单管工作方式时，VCK直接控制输出，输出开关频率与振荡器相同。当13脚电位为高时，封锁被取消，触发器的Q、Q非端分别控制两个输出管轮流导通，频率是单管方式的一半。

4．5VDC基准电源：

这个5VDC基准电源用于提供芯片需要的偏置电流。如13脚接高电平时，及误差放大器等可以使用它。基准电源精度5%，电流能力10mA，温度范围0-70度。

5．误差放大器：

两个误差放大器用于电源电压反馈和过流保护。

这两个放大器以或的关系，同时接到PWM比较器同相输入端。反馈信号比较后的输出，送PWM比较器，以和锯齿波比较，进行PWM调节。

由于放大器是开环的，增益达到95dB。加之输出点3被引出，使用时，设计者可以根据需要灵活使用。

6．UC封锁电路：

用于欠压封锁，当Vcc低于4.9VDC，或者内部电源低于3.5VDC时，CK端被钳位为高电平，从而使输出封锁，达到保护作用。

7．输出电路：

输出电路有两个输出晶体管，单管电流500mA。其工作状态由13脚（输出控制）来决定。

当13脚接低电平时，通过与门封锁了D触发器翻转信号输出，此时两个晶体管状态由PWM比较器及死区时间比较器直接控制，二者完全同步，用于控制单管开关电源。当然，此时两个输出也允许并联使用，以获得较大的驱动电流。

当13脚接高电平时，D触发器起作用，两个晶体管轮流导通，用于驱动推挽或桥式变换器。

第二部分：个人计算机电源电路

与一般开关电源相同，个人计算机电源也分为输入电路、变换器、输出电路及控制电路四个主体部分。

传统的计算机电源电路使用两个GTR作为功率开关器件，构成半桥电路拓补。控制电路与变换器，变换器与输出电路都采用了变压器隔离。

图4是一个典型的计算机电源的原理图。

一．输入电路

图5：个人计算机电源的输入电路

输入电路从220VAC电源接入，经过C1、R1、T1、C4、T6、C2、C3等过滤环节，以抑制高频谐波干扰及浪涌。T1、T6还有降压作用。

4管全波桥进行整流，输出直流电压。经过T平波，送变换器电路。

C5、C6的中间引出线用于变换器半桥开关电路的公用主通路，C5、C6、R2、R3同时提供半桥开关交替工作时必须的电流通道。这一部分实际属于后面的变换器电路。

NTCR1为负温度系数热敏电阻，用于温度补偿。压敏电阻Z1、过流电阻Z2分别用于过压、过流保护。

上部开关230/115V用于230V和115V进口电源转换。

二．变换器电路

图6：计算机电源的变换器电路

上图是电源的变换器部分。参照原来我们介绍的半桥式拓补结构（如图7），我们发现，这实际上是个半桥式隔离变换器。

图7：半桥式隔离开关变换器

其轮换过程是：半周1为Ui—Q1—T2-3—T3—C7­—C6—Ui，半周2为Ui—C5—C7—T3—T2-3—Q2—Ui。由这个过程可知，C5、C6、C7两个半周中，轮流处于充放电状态。R2、R3作为C5、C6的并联电阻，也参与换流过程。

两个管子的基极偏置由脉冲变压器T2-1、T2-2分别提供，这两个脉冲变压器是由控制电路控制的。脉冲变压器的电压脉冲经过整流，再经R6/R7、R10/R11分压，送晶体管基极。

C9、C10用于二极管两侧电压钳位，保护二极管不被损坏。D1、D2用于两管同时关断期间的续流，防止损坏晶体管。C8、R4用于变压器泄放通路，防止管子全部关断时过压。

三．输出电路

图8给出了电源的输出电路。

（一）、主输出通路及+5V、-5V、+12V、-12V

该电路T3为变压器原边，受半桥变换器电路控制。变压器中心抽头被接地，A、B、C、D依次提供+12V、+5V、-5V、-12V等的交流输入电源。通过不同变比的隔离变压器付边抽头，产生了+5V、-5V、+12V、-12V、3.3V等多等级电源输出。

这些电源全部采用双管全波整流。虚线内为平波电抗器，L1-C30、L2-C37、L3-C38、L4-C39、C36等用于滤波。

C25、R49用于变压器副边去耦。

+12VDC、+5VDC输出被引回，作为电压反馈信号，送回控制电路，构成负反馈，以实现PWM调节。

（二）、+3.3V电路

+3.3VDC电源依靠独立的反馈调节电路来实现稳压。

由于L6绕组是反激的，其整流桥前端交流输入电压为：

Ui3.3=UBC-UL6-Uf3.3

其中Uf3.3是来自于Q13集电极的反馈信号经隔离二极管D32后获得。

3.3V输出信号经过953R、R76分压，控制TL431基准电源输入。TL431输出用于基极电阻R74前的电平钳位，作为比较基准。R72提供基准电源及基极偏置电流。R73、C33用于431芯片的相位补偿。Q13集电极电位经过去耦电容（10nF）及隔离二极管D32，送回整流桥前端，正好形成负反馈，达到稳压的目的。

图8：计算机电源的输出电路

四．控制电路

这个电路（图9）使用了两个集成芯片，TL494和LM393。TL494是电源控制芯片，LM393为双比较器芯片。下面分解分析各单元的原理。

图9：计算机电源的控制电路

（一）启动电路

变压器T6的输入电源为输入电路的输出直流Ui，变压后，从中心抽头引出，经D30整流，送12脚Vcc。同时+12VDC输出经过隔离二极管D、电容C21去耦，送回12脚Vcc。

T6、D30仅能提供电源启动时的芯片偏置。一旦开始工作，电源将由+12VDC经D、C21供电。因此，这是一个自激型电源电路。

（二）振荡电路

通过芯片TL494的5脚外接电容C11（1.5nF）和6脚外接电阻R16（12k），确定了该电源的振荡频率为：

f=1/RTCT=1/(12x103x1.5x10-9)≈55.6KHz。

（三）电压反馈电路

图10：电压反馈电路

根据局部电路，加以整理，得到上面的电压反馈电路。可以看出，系统从+12V、+5V分别引回反馈信号，做加法运算后送比较器1的同相端，作为反馈。

补偿端3和反相端2之间外接了R18-C1，构成PI调节器。

输出反馈电压越高，上面电路的3脚输出越高，使得芯片输出死区越宽，从而降低占空比，进而降低电源电压；反之亦然。这样就实现了电源电压的负反馈调节过程。

（四）输出控制电路

图11：输出控制电路

TL494的13脚输出控制被直接接到芯片+5VDC参考电源，输出电路工作在双管驱动方式。

8、11脚为芯片两个输出的集电极，接外部晶体管Q3、Q4的基极。R13、R14即作为Q3、Q4的基极偏置，也是芯片输出晶体管的上拉电阻。Q3、Q4分别驱动脉冲变压器T2的两个原边绕组，对应的两个副边绕组T2-1、T2-2驱动变换器的两个半桥晶体管。

Q3、Q4的两个并联二极管用于电路断电时的续流，防止高压损坏晶体管。

D7、D8构成直流通路，是偏置电路的一部分，并有电平移动作用；由于发射极被垫高，使得Q3、Q4可以可靠关断。C11用于构成交流通路，可提高交流增益，同时对二极管两端有电压钳位作用，避免损坏二极管。

（五）过压保护电路

图12：过压保护电路

图中，+5V、-5V、+3.3V、-12V在左侧构成加法电路结构，经D9、D27隔离后，送三极管Q6基极。ZD1、ZD3用来设置比较门槛。如果出现过压，Q6将饱和导通，把Q5基极拉到地电位，Q5饱和导通。此时，一个高电平（约4VDC）通过Q5管被送到TL494死区时间控制端（4脚），TL494输出因死去接近100%而被封锁。

+12V经过D、D15、R45、D14被送到Q7基极前端，当过压时，Q7饱和导通，促使Q5基极为低电平，Q5也饱和导通。这样，+5V电源就通过Q5送到TL494死区时间控制端（4脚），使芯片输出封锁。

D12、R30把Q5集电极电位引回Q6基极，有正反馈作用，可以加快晶体管的翻转速度，使电源在过压时快速反应。

D13被用于向PS-ON电路提供一个偏置。

（六）第二电源电路

图13：第二电源电路

第二电源无论整个电源是否开启，只要市电有输入，就处于工作状态。T6的原边电路实际上是个振荡器，其振荡经T6变压器变压后输出。

当送电时，Q12集电极通过T6原边，基极通过R55、R56获得偏置，而进入导通状态。T6辅助绕组电动势上正、下负，电流（向下）逐步增加，并经C3、R56、Q12基极对C3反向充电。Q12进入饱和状态。随着T6的电流达到最大值，并开始减小，大多数开始反向。这时，T6电动势上负下正，和电容反向充电后的上负下正电压叠加，加到Q12基极，使其截止。接着，C3开始向T6辅助绕组放电，T6电流减小逐步过零，电动势又变成上正下负，Q12基极电位重新抬高直至饱和导通。

D28、C19、R57及D31、C32、R58用于变压器绕组的释放回路，稳压管用于抬高Q12基极翻转电压，以调节翻转周期。

输出分两路：一路经过D30整流后送TL494做Vcc电源，一旦T494启动，其本身5VDC开始工作，作为芯片所需要的5V偏置。另一路经D29送后面的三端电源器件78L05，生成5VDC电源。

C36用于保护二极管D29。其后是标准的三端电源电路。

辅助电源如果丢失，计算机休眠后主板将无法唤醒电源重新启动。

（七）PS-ON电路

这部分用于计算机的唤醒。当主板休眠时，PS-ON为3.6V，当主板唤醒时，该点被主板继电器接地。

图14：PS-ON电路

当计算机休眠时，PS-ON信号为3.6V，Q10、Q1饱和导通，TL494的4脚电位约为4.7V。此时，占空比接近于零，输出被禁止。

计算机要唤醒时，PS-ON被接地。Q10、Q1截止。TL494的死区时间控制端（4脚）为地电位，允许占空比接近最大值，电源输出被开放。

（八）POWERGOOD电路

LM393是一个双比较器电路。管脚排列：

1：比较器1输出。2：比较器1反相端。3：比较器1同相端。

4：接地Gnd。5：比较器2同相端。6：比较器2反相端。

7：比较器2输出。8：电源Vcc。

图15：POWERGOOD电路

常规情况下，PS-ON接地，开环运放2的输出7被置为高电平。该高电平经R40被引回比例放大器1的同相输入端，使其输出PS-OK为高电平。这个高电平被送主板，表示电源系统正常。

在系统待机时，主板PS-ON断开，+5V信号使得放大器2输出低电平，该低电平送放大器1的同相端，放大器1也输出低电平。PS-OK为低，主机停止工作，并进入待命状态。

如果是刚唤醒计算机系统，C18的作用是使PS-OK的建立滞后于电源系统几百毫秒，这样保证计算机系统在电源系统先工作正常后，再接收到PS-OK信号，恢复工作。

（九）其它辅助控制电路

误差放大器2的同相输入端被接地，反相输入端接VREF（+5VDC），这样TL494的误差放大器2强制输出低电平。由于片内误差放大器输出端二极管的隔离作用，误差放大器2实际上不起作用。

 

　　审核编辑：汤梓红