BUCK-BOOST电源原理及工作过程解析

引言 

BUCK-BOOST电路是一种常用的DC/DC变换电路，其输出电压既可低于也可高于输入电压，但输出电压的极性与输入电压相反。下面我们详细讨论理想条件下，BUCK-BOOST 的原理、元器件选择、设计实例以及实际应用中的注意事项。

电路原理 

BUCK-BOOST电路简图如图1。

当功率管Q1闭合时，电流的流向见图2左侧图。

输入端，电感L1直接接到电源两端，此时电感电流逐渐上升。导通瞬态时di/dt很大，故此过程中主要由输入电容CIN供电。输出端，COUT依靠自身的放电为RL提供能量。当功率管Q1关断时，电流的流向见图2右侧图。输入端VIN给输入电容充电。

输出端，由于电感的电流不能突变，电感通过续流管D1给输出电容COUT及负载RL供电。系统稳定工作后，电感伏秒守恒。Q1 导通时，电感电压等于输入端电压VIN；Q1关断时，电感电压等于输出端电压VOUT。设T为周期，TON为导通时间，TOFF为关断时间，D为占空比（D=TON/T），下同。由电感伏秒守恒有：

由此可得： 

占空比小于0.5时，输出降压；占空比大于0.5时，输出升压。以上式子只考虑电压的绝对值，未考虑输出电压的方向。

元器件计算及各点波形（电感电流连续模式） 

以下均在电感电流连续模式下讨论，即CCM。

首先我们先看一下各点理想情况下的波形：

电感 L1 

通常ΔI可以取0.3倍的IIN+IOUT，在导通时，电感的电压等于输入电压，电感感量可由下式计算：

若按上述感量选择电感，则流过电感的峰值电流：

实际应用应留有一定的余量，电感的电流能力通常取1.5*（IIN+IOUT）以上

续流二极管D1 

当Q1导通时，续流二极管的阴极SW点电压为VIN，续流二极管的阳极电压为-VOUT，故D1承受的电压为：

当Q1关断时，续流二极管续流，电流的峰值为ILPEAK，平均电流为IOUT。

由于二极管在高温下漏电容易造成芯片的损坏，故通常要留有一定的余量，其中电压建议1.5倍的余量。

功率管Q1

当Q1关断时，SW点电压被钳位到-VOUT，故功率MOS承受的最大电压：

当Q1导通时，Q1的电流峰值为ILPEAK，平均电流为IIN。

输入电容

输入电容纹波电流有效值可用下式计算：

如果设CIN电容在MOS导通时，电压跌落不超过ΔV1，则可用下式计算最小容量：

设计实例 

要求

输入电压10～14V，输出电压-5V，输出电流1A，选取合适的芯片，并计算主要元器件参数。

解决步骤 

1.计算输入电流：输出功率约5W，输入最大电流，假设80%的效率，则输入电流为 5W/0.8/10V=0.625A；：

2.计算输入峰值电流：1.15*(1A+0.625A)=1.87A；

3.计算功率管、续流肖特基管峰值电压：|-5V|+|14V|=29V；

4.选择合适的芯片，可选耐压为40V左右，电流能力大于2A以上的BUCK降压芯片，此处选择XL4201；

5.计算10V时的占空比：D=5V/(5V+10V)=0.33；

6.计算电感量：L=0.33*10V/(0.3*150KHz*(1A+0.625A))=45uH；

7.计算最小电流能力IL=1.5*(1A+0.625A)=2.44A，选用47uh/3 电感；

8.肖特基二极管耐压要大于29V，平均电流1A，峰值电流约1.87A，可选SS36；

9.输入电容纹波电流有效值：ICINRMS=0.625A*sqrt((1-0.33)/0.33)=0.89A，“sqrt”代表根号；

10.假设输入电压最大跌落0.05V，则CIN=(1-0.33)*0.625A/(0.05V*150KHz)=56uF，选用47uF电解电容；

11.输出电容纹波电流有效值：ICOUTRMS=1A*sqrt(0.33/(1-0.33))=0.70A；

12.假设输出放电电压最大跌落0.05V，则COUT=0.33*1A/(0.05V*150KHz)=44uF，选用100uF电解电容。

实际电路可参考下图：

注意事项 

1. 芯片与肖特基二极管D1的耐压均要大于输入电压与输出电压绝对值之和；

2. CINB与C1为芯片提供纯净电源，CINB可以选用10uF以上电容即可；

3. 芯片的GND引脚与输入、输出功率地不是同一属性，注意区分；

4. BUCK-BOOST电路的效率要低于单纯的BUCK或BOOST电路，实际使用时要注意多留余量。

在非隔离电源方案中，Buck、Boost、Buck-Boost电路应用非常广，很多工程师对这三种电路非常熟。下面介绍四开关Buck-Boost电路。

常规的Buck-Boost电路，Vo=-Vin*D/(1-D)，输出电压的极性和输入电压相反。

简要的四开关Buck-Boost电路，Vo=Vin*D/(1-D)，输出电压的极性与输入电压相同。

四开关buck-boost的拓扑很简单，如下图。

对于四开关buck-boost，它本身有一种非常传统简单的控制方式。

那就是Q1和Q3同时工作，Q2和Q4同时工作。并且两组MOS交替导通，如上图。

如果把Q2和Q4换成二极管，那么也是同样能工作，只不过没有同步整流而已。

对于这种控制方式，在CCM情况下我们可以得到公式：

Vin*D=Vout（1-D）也就是说，Vout=Vin*D/(1-D).  这个电压转换比和我们常见的buck-boost是一样的。

只不过常见的buck-boost的输出电压是负压，而四开关输出的是正压。

但是这种控制方式的优点是简单，没有模态切换。但是缺点是，四个管子都在一直工作，损耗大，共模噪音也大。 

基于传统控制方式的缺点。多年前，一家知名的IC公司推出了一款控制IC，革新了这个拓扑的控制方式。

其思路就是当Vin〉Vout的时候，把这个拓扑当纯粹的BUCK来用，当Vin

但是，这种思路本身没什么奇特之处。真正有技术含量的是，当VIn=Vout的时候，采用怎么样的控制方式？

从buck过渡到中间模态，再过渡到boost的时候，如何做到无缝切换？ 这几个问题，后来成为各家IC公司，大开脑洞，争夺知识产权的战场。

接下来，我来介绍某特公司的IC的控制逻辑。

先假设输出为固定的12V，输入假设为一个电池，充满电电压为16V，放电结束电压为8V。

那么从输入16V开始，此时的工作状态显然是BUCK

那么四个管子的驱动信号如下图

那么当输入电池电压逐渐开始降低，M1的占空比也逐渐开始增大，而M2的占空比开始减小。

此时M2的占空比是个关键的参数。

因为IC内部对M2的脉宽有个最小设定，假如说是200ns。

那么现在假设输入电压掉到12.5V，而M2的脉宽也收缩到了200ns。IC内部的逻辑电路就认为到了模态切换的时候了。

此时发生的变化是，M3和M4两个管子不再是常关和常通的状态，而是开始开关了。

如果我们把上图进行分解，就会发现一个有趣的现象，就是在一个clock周期里面，前半周期是buck，后半周期是boost

这个时候boost切进去的时候，M3是以最小占空比切入的，而且该占空比不可调。

此时M2的占空比则会从最小突然展宽以抵消boost模特切入的影响。在这个时候，输出会产生一个动态效应。

那么当输入继续下降的时候，M2的占空比会继续减小。

那么当M2再度回到最小占空比的时候，IC内部逻辑电路会认为模态需要再次转换了。

此时，M2将固定在最小占空比，而M3则开始跳出最小占空比，可以逐渐展宽。理论上来说，这个过渡应该是完全无缝的切换，

但是由于芯片内部的clock时序的切换，也会对输出造成一种动态效应。

这个时候，变成了前半周期是boost，后半周期是buck。

同样，当输入电压继续降低的时候，电路会切入完全的boost模态。

审核编辑：刘清