高频共模电流、电压和阻抗的测量（下）

高频共模电流、电压和阻抗的测量（下）

概述

本文是采用反激式变换器测量高频、共模 (CM) 电流、电压和阻抗的系列文章之下篇。在本系列的三篇文章中， 上篇 介绍了辐射 EMI 的基本原理以及在反激式变换器拓扑中测量 CM 电流的传统方法；中篇 介绍了解决CM 电流测量误差的铁氧体磁珠解决方案，以及如何测量 CM 阻抗；下篇将讨论开关噪声源效应，同时测量等效电压源，并验证提出的测量方法。

开关噪声源效应

根据中篇介绍的 CM 阻抗测量方法，可以同理测量副边开关噪声源的影响。对降压反激式变换器而言，原边开关电压的幅度较大，这意味着原边的影响将明显大于副边。因此，我们在上篇中创建的辐射模型主要依赖于原边噪声源的影响。

图 1 对原边和副边电压源（分别为 VPRI 和 VSEC)产生的 CM 噪声进行了比较。

图 1：原边与副边电压源效应比较

由于 VPRI 对 CM 噪声的影响更大，因此可应用中篇介绍的辐射模型值，同时忽略 VSEC 源。

通过移除变压器并根据 CM 模型测量原边与副边之间的阻抗，可以得到CM 路径上的天线阻抗和其他阻抗。图 2 显示了这种阻抗测量方法。

图 2：原边与副边之间的阻抗测量方法

测量阻抗时，建议在传输线上添加一个铁氧体磁珠，以避免近场耦合的干扰。不过，在变换器不工作时，耦合的影响并不显著。

图 3 对 ZCMTRANS 集装箱运输 和 Z内铜铜兹纳坦纳之间的测量结果进行了比较。这些阻抗在 30MHz 和 100MHz 之间基本上为容性。另外，变压器在高频下的阻抗小于其他 CM 和天线阻抗之和。为有效降低辐射，建议在设计变压器时降低等效噪声源。这种方法比增加变压器原边与副边之间的阻抗更有效。

图 3：阻抗比较

反激式变换器中的 CM 噪声电压测量

对于反激式变换器，原边与副边之间的等效电压源是输入和输出线之间 CM 噪声的主要来源。 但是，用示波器的电压探头直接测量等效电压源是不可行的，这主要基于以下几个原因：

示波器的分辨率有限

当高频与大振幅（例如数百伏）同时出现时，探头的带宽可能会降低，这将使高频信号的测量变得更加复杂

因此，在直接测量 CM 噪声时，当被测信号在毫伏范围内（高达数百毫伏）时，可能会出现较大的相对误差。

为计算原边与副边之间的等效电压源， 必须在示波器前端安装一个高通滤波器以滤除工频分量。

测量设备也必须满足以下三个条件，才能获得准确的结果：

测量电路的输入阻抗必须大于变压器的CM阻抗或天线阻抗

高通滤波器的截止频率应在几MHz以内（测量30MHz以上的频率时）

• 测量电路的输出阻抗应明显低于示波器的输入阻抗

图 4 所示为建议的测试装置。其中，电压探头连接到原边与副边的地，用以测量两边的压差 (V国 子) ；然后通过高通滤波器再连接至示波器。每条测试线上均放置铁氧体磁珠以减少干扰。

图 4：通过添加滤波器改善的高频电压测量电路

为了使测得的噪声电压 (V’国 子) 值更接近噪声电压源 (VCM)，可以在输入和输出线上均添加几个铁氧体磁珠，以最大限度地减少变压器的 CM 阻抗和噪声源之间的分压（ 参见图 5）。

图 5：使用铁氧体磁珠改善的高频电压测量方法

图 6 对采用和不采用高通滤波器的测量结果进行了比较。没有高通滤波器时，高频电压测量会被噪声淹没；有高通滤波器时则可以获得更准确的结果。

图 6：采用和不采用高通滤波器时的 CM 电压测量结果比较

通过测得的 CM 电压以及在中篇中获得的 CM 阻抗，就可以预测变换器的 CM 电流，这也同时验证了 CM 电流测试方法。

图 7 在同轴线和输入线添加或不添加铁氧体磁珠的情况下，对CM 电流测量结果进行了比较；同时显示出预测的 CM 电流。可以看出，添加铁氧体磁珠后，CM 电流测试结果遵循预测结果。这进一步证实了这些高频参数测试方法的准确性。

图 7：添加或不添加测试同轴线和输入线铁氧体磁珠的 CM 电流测量比较

结语

在本系列的三篇文章中，我们深入探讨了反激式变换器拓扑中的高频、CM 电流、电压和阻抗测量问题。通过回顾辐射 EMI 的基本原理并了解测量误差的来源，我们成功得到了反激式变换器中的 CM 阻抗和 CM 噪声电压。总而言之，准确进行辐射 EMI 分析可以预防测量关键参数（包括电压、电流和阻抗）时出现常见的错误。

如需进一步了解与 CM 噪声相关的 EMI 问题建模与分析，请单击 此处 参考汽车电子设备中的 EMI 产生、传播与抑制。

审核编辑：汤梓红