一个运放的STB仿真和AC仿真区别分析

以一个二级弥勒补偿运放为例，说明stb仿真和ac仿真的区别，vdd=3.3，Vcm=1.25V，ibias=5uA，负载电容是5pF，负载电阻是100K。

注：二级运放是pmos输入差分对，第二级是nmos共源级（原理图是NM5），负载是pmos电流源（原理图是PM5）。

1.stb仿真

加入一个vdc=0的电压源做probe（下图中V3），接成单位增益反馈形式，Vp给一个直流源=1.25V。

stb仿真分析环路特性的testbench

仿真环路稳定性，结果如下：

（1） 频率范围从0.001Hz1GHz（从1Hz1GHz结果是一样的）

仿真的output log汇报的稳定性参数如下：

绘制出波特图如下：

stb仿真的波特图

可看出，低频相位从179.99度开始（看成180度），波特图正常，从低频的180度下降180到0度，就是相位交点PX，在增益交点GX（环路增益幅度为1，DB=0处）频率是21.79MHz（即GBW），GX对应的相位是74.69度，高出0度74.69度，这个值就是PM相位裕度。GBW和PM的结果和output log汇报的结果吻合。

运放一般都是闭环使用，开环使用就是一个性能拙劣的比较器。

由于是单位增益，因此反馈系数β=1，环路增益就是运放的开环增益。

以下标出了频率为1KHz和1MHz时的环路增益。

1K频率，增益还很大（90.7dB=34276.8倍），1M的时候增益很小了，31.2dB（36.3倍）。

1K 和1M处的环路增益值

（2） 频率范围从0Hz~1GHz

仿真的output log汇报的稳定性参数如下：

绘制出波特图如下：

stb仿真的波特图

波特图形状奇怪，相位从-180度开始，下降180到-360度，增益交点频率（GBW）对于的相位是-285.7，高出-360约74.3度，即PM，也是可以和log汇报结果对上的，PM结果和GBW结果是正确的，但是图的形状很奇怪。

注：无论是比特图分析还是噪声分析，初始频率值都不要设置成0HZ，设置成0Hz结果不靠谱。

（3） tran仿真--情况1

Vp设置为dc=1.25V，幅度是1mV，频率是1KHz的正弦.

tran仿真的testbench

1K频率正弦，1K时候的增益还很大（90.7dB=34276.8倍），1K的时候做到了很好的单位增益，两端输入（Vp是正端，net4是负端）和输出Vout大小相等，波形重合。

注：二级运放是pmos输入差分对，第二级是nmos共源级（原理图是NM5），负载是pmos电流源（原理图是PM5）。

tran仿真结果（1K正弦）

仔细分析波形图，Vout/R1就是流过负载电阻R1的电流，Vout求导再除以C1就是流过C1的电流，Vout求导值最大的时候，就是C1电流最大的时候，因为Q=CU=IT，电流I=C*ΔU/ΔT，此时R1和C1的电流是从二级运放的第二级的pmos电流负载管PM5抽取的，此时由于Vout在1.25上下，Vout只会给C1充电，C1不会放电，不会向nmos放大管NM5灌电流。

（4） tran仿真--情况2

Vp设置为dc=1.25V，幅度是1mV，频率是1MHz的正弦.

tran仿真的testbench

tran仿真结果（1M正弦）

虽然此时环路增益很低了，但是也实现了不错的单位增益buffer。A(Vin-Vout)=Vout,将1M时的环路增益（约是36）代入进去，不会有这么好的跟随效果啊？why？难道是因为负反馈的调节作用？当Vout大于Vin了，即Vp

输入改为30MHZ的正弦波，大于了GBW，但是也能跟随，虽然跟随的不好。30M的时候在波特图上，环路增益已经是衰减的了，即开环运放的增益是负的了，衰减了。

tran仿真的结果（30M正弦）

作者也没明白这里是什么原因，有知道的伙伴可以留言哦。

2.ac仿真

注：我们导师说仿真稳定性最好不要用ac仿真，大家都是用stb。

稳定性仿真，Vp的交流幅度改为1V，加入1G大电阻和1F大电容，前者提供直流反馈，后者旁路交流小信号分量。

ac仿真运放的稳定性testbench

（1） 频率范围从0.001Hz~1GHz

ac仿真的波特图

低频增益和stb仿真结果差不多，GBW也差不多，是23.2MHz稍大于stb的结果。低频相移是14度，其实在0度开始是0Hz，下降180度到-180，-103.1高于-180有76.7度,即PM值，也和stb的相差不大。

有没有发现，stb仿真环路为什么低频相位是180度而ac仿真低频相位是0度，因为stb是实打实的环路分析，在直流时，环路是负反馈，因此是180度（或者-180度）。ac分析并没有环路，相位都是从0开始，给输入一个交流，只是单纯看输出点的幅度和相位。

（2） 频率范围从0~1GHz

ac仿真的波特图

可看到0Hz时相移是0度，但是增益曲线不正常。

（3） tran仿真--情况1

tran仿真的testbench

Vp设置为dc=1.25V，幅度是1mV，频率是1KHz的正弦。

注：ac仿真本质上，大信号是闭环的，通过1G大电阻提供直流反馈，但是小信号还是开环的，因为1F大电容滤掉了交流小信号。

此时其实就是一个开环的状态，所以近似比较器，输出几乎是rail – rail的，电容充放电交替进行，抽电流和灌电流，net4即是Vn一端波形，Vn可看出几乎只有dc分量，Vout的共模电压和Vp的共模电压相等都是1.25V，输出的ac分量不会耦合到net4，因为1F大电容就把交流分量滤掉了，但是不完全滤掉，电容越大，纹波越小，纹波很小不会影响dc点状态就可以。

ac仿真用的不多，个人感觉不好用，原则是不是闭环应用，小信号开环，大信号闭环，单纯仿真一下放大器的低频开环增益是可以用的，进行稳定性分析一般都是闭环的，开环的电路一般不进行稳定性分析，我们一般是哪里有环路，哪里进行稳定性分析，怕振荡。stb原则是都是闭环的，因此符合实际。

可看到，运放Vn端几乎是直流，Vp是给定的正弦波，Vout输出求导的最大值M8处，对应的负载电容C1的电流最大，即M6点，可代入公式算出，即1054215pF约是533nA。C1的最小电流也是这样的求法。可看出C1充放电时间还是挺快的，这取决于运放的SR。负载电阻R1的电流就是Vout/R1,在3.28/100k=32.8uA和11mV/100k=110nA切换。

当R1电流是31.2uA时，此时Vout是3.28V，运放的第二级NMOS放大管被压入截止区，几乎无电流（约22nA），PMOS负载管被压入线性区，R1的31.2uA的电流是通过PMOS从vdd抽取的，当R1电流是110nA时，此时Vout是11mV，R1几乎不抽也不灌电流，NMOS和PMOS电流和dc时候几乎相等。

tran仿真的结果（1M正弦）

运放Vn端的放大波形（有一定纹波）

（4） tran仿真--情况2

Vp设置为dc=1.25V，幅度是1mV，频率是1MHz的正弦。

输出共模电平不是1.25，约是1.277，因为开环增益这么小已经达不到很好的直流反馈效果了，因此Vout共模点不再是1.25V。由于Vout-net4之差很小，因此C0几乎没有电流。C1只充电不放电。

1M时候的增益是36.3，下图验证了这个增益。

Vp的交流是1mV，即在1.25±1mV，Vout是1.277±36.3mV=1.241V~1.313V。36.3*1mV就是放大的小信号结果。

tran仿真的结果（1M正弦）