一款天文应用的640×512 HgCdTe焦平面读出电路设计

红外载荷中的核心部件是红外焦平面探测器。由于天文观测具有背景辐射极低、光子通量极低的特点，为了实现探测器的高信噪比，需要降低器件的暗电流和读出电路的噪声。一些低通量的观测要求在超长积分时间内观测几个光电子，因此读出电路需要实现较长的积分时间，以完成对微小目标信号的探测。同时，读出电路还需要保证低背景下弱信号的高线性度。

据麦姆斯咨询报道，近期，中国科学院上海技术物理研究所红外探测全国重点实验室的科研团队在《红外与激光工程》期刊上发表了以“天文应用红外焦平面读出电路研究”为主题的文章。该文章第一作者为梁清华副研究员，主要从事大规模红外焦平面读出电路方面的研究工作；通讯作者为梁清华副研究员和丁瑞军研究员，主要从事集成电路设计、红外光电器件及物理、分析和评价技术等方面的研究工作。

本文设计了一款天文应用的640×512 HgCdTe焦平面读出电路，输入级采用电容反馈跨阻放大器（CTIA）结构以保证低背景下弱信号的注入效率和高线性度。电路采用了有效的功耗管理策略，在保证电路正常工作点下尽可能地降低电路功耗以减小电路辉光对器件暗电流的影响。同时，研究了非破坏性读出的数字功能，以实现超长的积分时间和信号的多帧累积，同时也降低电路噪声。

天文应用红外焦平面的发展现状

目前，国际上报道的天文应用的碲镉汞红外探测器的公司主要有美国的Teledyne、Raytheon以及法国的Sofradir等。三家公司的典型产品，型号分别为Hawii-2 RG、VIRGO、ALFA（Astronomical Large Focal plane Array）。Hawii-2RG是已经应用在欧空局（ESA）的欧几里得探测器和NASA的JWST等项目，VIRGO是应用在可见和红外巡天望远镜VISTA项目，VISTA中的红外相机是由16个VIRGO探测器拼接而成，ALFA主要是服务于ESA的近红外大面阵探测器的项目，三款产品的主要性能指标如表1所示。

表1 国际天文应用红外探测器性能指标

从表1中可以看出，目前主流的天文应用探测器均具有大面阵、暗电流低、读出噪声低、功耗低的特点，且主要工作在短波波段。三款探测器的读出电路输入级均采用的是PMOS源随结构SFD，如图1所示，单元结构只采用了三个MOS管，即积分复位开关、源随器的输入管和输出选择开关，利用的是探测器自身的结电容作为积分电容，尽量减少电路节点的电容，降低对总积分电容的影响。因此与直接注入结构相比，SFD结构注入效率高，功耗低、噪声低，是目前天文应用主流的读出电路的输入级结构。当然，由于SFD结构积分过程中二极管的偏置是在变化的，因此输出通常是有一定非线性的。SFD结构读出电路整体性能指标与探测器的结电容和动态阻抗密切相关，要求探测器有较小的结电容和较大的动态阻抗，对器件要求很高。

图1 SFD电路结构

中国目前也在积极规划天文望远镜，拟在2024年发射“巡天”空间望远镜，由于器件性能与国外先进水平尚存在较大差距，中国红外天文应用的进展相对缓慢，国内关于天文应用探测器的报道也较少。

天文应用红外读出电路设计

电路规模为640×512、中心距为15 μm，适配截止波长为1.7 μm的短波探测器，工作温度80 K，多模块拼接。根据国内焦平面器件的实际情况，主要实现器件暗电流不高于5 e⁻·s⁻¹，读出噪声不高于50 e⁻。因此，除了要求制备低暗电流、高均匀性的碲镉汞短波探测器、在多模块的拼接上注意保证共面性及柔性带线的连接以及抑制杜瓦的杂散光，读出电路需要实现高增益、低噪声、超长积分时间，以及需要抑制电路辉光对暗电流的影响和关注低背景应用下小信号的非线性。

天文应用640×512读出电路的整体结构如图2所示，主要包括以下功能模块：像元面阵、列信号处理电路、输出级、模拟偏置产生电路、行/列译码器、数字控制模块和多路选择模块。像元面阵电路、列信号处理电路、输出级组成的模拟信号链路完成探测器信号的积分、采样和缓冲读出，模拟偏置产生电路为信号链路中的运放提供合适的电压和电流信号，确保电路工作的最佳工作点，设计输出1、2、4通道可选。行/列译码器实现面阵像元信号的选通，数字控制模块主要产生电路内部所需的控制信号，该电路可实现窗口选择、增益可选、工作模式可选等功能。

图2 电路整体框图

由于探测器的性能限制以及应用于低背景环境下，选取了探测器偏置稳定、低背景弱信号下线性度和注入效率较高的CTIA结构作为注入级结构。CTIA接口电路适合用在成像或者光谱应用，典型的积分时间在10 μs~100 ms范围，而且CTIA结构有可调的灵敏度，独立于探测器的结电容。像元电路如图3所示，由于天文应用信号积分时间长，对CTIA的运放的带宽要求不高，这里选择了简单的五管运放，如图4所示。为了实现高增益，设计了5 fF和10 fF两档积分电容可选。

图3 像元电路结构

图4 像元电路结构

像元电路的噪声来源主要是CTIA运放噪声、KTC噪声以及源随器噪声。读出电路工作在低温下，运放噪声和源随器噪声主要来源于MOS晶体管的1/f噪声。因此，在设计过程中，考虑到有限的像元面积，适当提高输入管的跨导以及合理使用PMOS器件以降低1/f噪声，同时适当提高采样电容以降低KTC噪声的影响。为了降低沟道电荷注入效应对电路的影响，采用了在积分复位管旁边串联补偿管和CMOS传输门开关等方法以减小该效应引起的电压误差。

区别于常规的短波焦平面读出电路，天文应用读出电路还需要重点关注抑制电路辉光对器件暗电流的影响以及实现超长的积分时间。

降低电路辉光对器件暗电流的影响

研究表明，电路辉光glow的产生影响了器件暗电流的准确测量，也影响了电路的噪声。辉光是由半导体材料的电子和空穴的合并导致的，发生在半导体材料的电流变化或者强电场下的影响。文献说明了采用SFD结构的H2RG探测器，辉光的大小受源随器的电流、像元时钟频率、并行的输出端口个数影响。增加源随器的电流时，明显发现表面暗电流增加。辉光的大小直接与像元选通时间成线性关系，像元选通时间越长即时钟频率低则辉光电子数越大，H2RG电路典型的时钟频率是100 kHz。而且当积分时间足够长时，温度低于60 K时，暗电流接近于0，但是辉光还是会增加。即使运放的电流降低到nA级别，读出电路也会发射辉光，主要产生与MOS管的截止区。读出电路的多金属层可以部分地解决这个问题，但是产生的光传播到读出电路的边缘，会引起焦平面暗信号的不一致性。

因此，降低电路辉光对器件暗电流的影响，一是要降低工作电流即降低电路功耗，降低运放电流会导致更长的模拟信号的建立时间，需要折中考虑；二是要电流存在的时间或者强电场存在的时间要短，即选通时间不能太长、适当提高电路时钟频率；三是优化电路版图，从物理上屏蔽电路辉光的影响。

在电路功耗方面，该电路针对图5所示的模拟信号链路设计了粗细多档可调的电流镜偏置模块，见图6。首先通过外置IMSTR_ADJ电压，确定电路的基准电流Iref，设计了×1、×2、×4的电流复制倍数，通过调节寄存器IM(1-0)、UP(2-0)、AP(1-0)、DP(1-0)来控制主偏电路、单元CTIA运放、列级处理电路以及输出级运放的电流选择开关，以确定最佳工作点。同时，在模拟信号链路上增加了一些全局的、列的控制开关，在不需要的时间段可以将电路关断，减小漏电流，节约电路功耗。电路设计了1、2、4路输出可选，实际应用时由于积分时间长，帧频要求不高，采用边积分边读出的工作模式，选择1路输出，关掉其他通道，进一步降低电路功耗。

图5 模拟信号链路及电流偏置框图

图6 电流偏置电路

在电路版图方面，采用了0.18 μm CMOS工艺，考虑到15×15的像元，采用大面积的顶层金属覆盖，进一步阻止电路放大器辉光对探测器的影响，单元版图如图7所示。

图7 单元电路版图

读出电路非破坏性读出功能的实现

在天文应用领域，处理微弱信号时为了获得准确的测试结果长的积分时间是有必要的。常规的短波探测器积分时间一般约几十毫秒，而天文用的探测器积分时间需要几百分钟。考虑到帧频要求，电路一般采用边积分边读出的工作模式，即当前帧信号在积分时上一帧的信号在读出，如果积分时间达到几百分钟，则帧频将会很低。因此电路引入非破坏性读出的功能，可实现在不破坏当前的信号读出的基础上，让电路不复位一直积分，实现信号的多帧累积，不影响电路的帧频。该功能可以在每次观测中动态地选择最优的积分时间，提高强弱信号的对比度，同时作为一种斜坡采样的策略降低读出噪声。

INT为帧频信号，标志着一帧图像的开始。LINE为行频信号，标志着512行每一行读出的开始。RST_P为芯片的全局复位信号，CLK为时钟，DATA为寄存器配置控制字。读出电路芯片通过INT、LINE、RST_P、CLK以及DATA的外部端口输入来实现内部所需的时序控制。为了实现非破坏性读出功能，在功能寄存器DATA中增加了一位控制字NDR，当NDR为1时启用该功能。

由图3可知，INTRST及SH信号分别为积分复位和采样信号，由于读出电路为快照模式工作，因此均为全局控制信号。设计了积分控制模块，通过外部输入的INT、 LINE、RST_P、CLK信号时序以及NDR控制字来生成相关的INTRST及SH信号，INTRST及SH信号为高电平使能。

在未开启非破坏性读出的数字功能前，即NDR=0时，电路常规工作的时序如图8所示，INT的下降沿后0.5 clk，INTRST控制的复位开关断开，这一帧的光电流信号开始积分，在INT的上升沿T2时段后SH控制的采样结束，这一段是信号的积分时间，实际应用通过调节INT信号的低电平时间来调节积分时间。电路采用的是边积分边读出的工作模式，在当前帧信号积分时，读出的是上一帧的输出信号。

图8 仿真控制时序（NDR=0）

在开启非破坏性读出的数字功能后，即NDR=1时，电路工作的时序如图9所示。在下一个INT的上升沿之后就开始工作，此时NDR开启后的第一帧的INTRST复位开关闭合，电路复位，此后帧INTRST将一直维持在低电平（复位开关断开），采样信号SH与普通模式相同，即在第一帧正常复位清零后，阵列持续对探测器信号积分。当修改NDR为0时，下一个INT上升沿后会产生INTRST复位信号。

图9 仿真控制时序（NDR=1）

积分控制模块的电路实现如下：

图10所示为SR锁存器（Set-Reset Latch），由两个或非门组成，SD为置位端或置1输入端，RD为复位端或置0输入端，输出端为Q。锁存器置1端输入时序起始信号BEGIN，置0端输入时序清零信号CLR和结束信号END，根据锁存器的工作原理，输出端在BEGIN和END信号之间维持高电平，从而得到相应的时序信号。

图10 SR锁存器结构

如图11所示，SR锁存器的BEGIN接模块A的NET1，NET1是一个四输入的或非门的输出。仿真结果如图12所示。

图11 NDR电路结构1

图12 NET1信号仿真示意图

SR锁存器的END连接的是模块C，如图13所示，NET3是一个两输入的或非门的输出，这两输入分别是INT在JK触发器的时钟CLK作用下经过触发器的输出信号，仿真结果如图14所示，NET3信号距离INT下降沿0.5 clk。

图13 NDR电路结构2

图14 NET3信号仿真示意图

采样SH信号的实现电路图同INTRST信号的实现方式，SR锁存器的BEGIN信号连接的是前一帧面阵的最后一元信号的读出，END信号是距离INT上升沿26 clk的脉冲，产生的SH信号为这两个信号的上升沿之间的高电平。即设计图8中的T1为33.5 clk，T2为26 clk。

总结上述积分采样过程，即NDR=1时，下一帧复位后，将持续积分，信号多帧N次累积，采样仍然每帧产生，采样次数是N-1，如图15所示。这种非破坏性读出功能的核心其实也是一种电路降噪的方案。

图15 非破坏性读出功能示意图

电路仿真与测试结果

图16的仿真结果显示，电路−40 ℃低温下读出电路的输出摆幅约1.3 V，线性度高于99.9%。图17展示了读出电路与短波HgCdTe探测器倒焊后的样品，对所研制的天文应用红外焦平面探测器进行了测试，主要依据的是GB/T 17444—2013《红外焦平面阵列参数测试方法》，主要测试设备是高温面源黑体辐射源和直流电源。

图16 输出电压与光电流的关系

图17 天文焦平面器件样品图

天文应用红外焦平面的测试区别于常规的短波焦平面测试，测试环境及条件更为苛刻。常规的焦平面测试系统实现的最长积分时间仅为2 s，因此利用读出电路设计的非破坏性读出的数字功能，首先需要搭建超长积分时间测试系统，如图18所示，结合该工作模式的时序，更改系统输入的data控制字NDR位，在下一个INT的上升沿复位后开始积分，设置一帧为10 s，帧数N可以根据需要设置，将每一帧的数据采集后处理。

图18 超长积分时间测试系统

结论

通过天文应用640×512红外焦平面读出电路的设计以及和截止波长为1.7 μm的短波探测器倒焊后的焦平面测试结果表明，降低读出电路功耗和优化电路顶层金属覆盖的版图有利于降低电路辉光对器件暗电流的影响，开启读出电路的非破坏性读出的功能实现了超长积分时间探测，有利于提高器件的信噪比。6000 s的积分时间下，当电路功耗调低至14.04 mW时暗电流仅为0.9 e⁻·pixel·s⁻¹。读出噪声实测为27 e⁻（5 fF增益档）和50 e⁻（10 fF增益档），若采样次数为16次，斜坡采样后噪声电子数将降低至24 e⁻ (5 fF)和44 e⁻ (10 fF)。电路以及焦平面性能达到设计预期指标，满足天文应用对红外焦平面的使用需求，并且为今后更大规模的天文应用的红外焦平面工程化应用研究提供了技术基础。

论文链接：

DOI: 10.3788/IRLA20230364

审核编辑：刘清