延迟击穿开关二极管最佳参数的确定

　　随着现代超宽带(UWB)系统的发展，短脉冲功率发生器在高压脉冲功率和脉冲电晕等离子体技术等领域的应用日益广泛。对任何短脉冲功率发生器来说，超快脉冲开关都是核心部件，也是其性能好坏的关键因素。

　　这些开关应具有纳秒、亚纳秒开关能力，高重复率、高效率以及高开关时间稳定性(低抖动)等特点。常用的火花隙开关具有低损耗、高控制电压能力以及大开关电流等优点，但其电极寿命很短，脉冲重复率低且多开关同步系统很复杂。激光控制的光导开关抖动低，但寿命有限，且价格昂贵。

　　Grekhov等人基于半导体PN结在高偏压下的新效应设计了两类元件，较好地满足了上述超快脉冲功率开关的需求。第一类是基于pn结在高偏压下的超快电压恢复效应而设计的短路开关器件DSRD(driftSTeprecoverydevices)，该器件在功率放大器中用作开关元件(SOS,semicONductoropeningswitch)，利用该开关元件设计的固态调制器可产生脉冲长度3~8ns,脉冲功率50MW~1GW 级，电压50kV~1MV,脉冲重复频率达几kHz的脉冲。第二类器件为DBD,或者是SAS(siliconavalancheshaper)，是基于半导体PN结超快可逆延迟击穿效应而设计的，它被认为是过压火花隙开关的替代。采用这类器件的调制器是基于附加的脉冲峰化作用，SOS在DBD两端产生一个电压上升率极大的负电压，在这种电压源激励下，电流将在不到1ns的时间内通过DBD切换到负载。该类调制器能产生幅值几百kV,上升时间小于1ns,峰值功率达1GW,长度1~2ns的脉冲。

　　1 延迟击穿开关物理机制

　　半导体二极管延迟击穿效应由I.V.Grekhov等人发现。当某种结构(如p+nn+)的硅二极管两端快速加压到超过静态击穿电压时，器件在快速击穿前有几ns的延迟。当雪崩电离波以快于载流子饱和漂移的速度扫过本征材料区时，就会发生ps级击穿，工作原理简述如下。

　　对图1所示的半导体(硅材料)pn结二极管，其p+n结的静态击穿电压为：

　　

(1)

 

　　式中：Ec为碰撞电离的临界电场强度;NA为p+ 区掺杂浓度，NA=1019cm-3;ND为n区掺杂浓度，ND=1014cm-3;ε为材料介电常数;q为电子电荷。

　　

 

　　通过求解泊松方程，可以得到在常幅度电流密度J0反向施加于上述二极管时空间电荷区(SCR,space-chargeregion)中电场强度随时间的变化。SCR中时变电场值与临界击穿场强Ec值相交叉的点随时间向nn+ 结移动。通过简单的分析可以得到，当电流密度J0为常数时，该交叉点的移动速度：

　　

 

　　(3)式表明：有可能产生一个速度比饱和漂移速度更快的雪崩电离波前，且可以把该波前看成是通过n区传播的电离波，并由此产生高电导的电子空穴等离子体。如果驱动二极管的电流足够大，以致电场增大的速度高于由于电离碰撞引起的载流子产生所导致的电场减小的速度，那么在SCR中就会产生E>Ec的区域，从而导致延迟击穿效应。

　　从前面所述的延迟击穿开关物理机制可看出，产生延迟击穿雪崩电离波的必要条件是：

　　

 

　　式中：vs是载流子饱和漂移速度。

　　从(1)式可以看到，器件n区的掺杂浓度取决于所需雪崩击穿电压值VBR,对脉冲功率技术应用来说，VBR越大越好，所以ND越低越好。如果取ND=1014cm-3,vs=1.0×107cm/s,可得Jmin=160A/cm2,所以要求外加反偏电压所产生的电流密度至少大于160A/cm2.我们知道，在雪崩击穿前，SCR中只有位移电流，对于具有常值dV/dt的外加脉冲来说，它在SCR区中产生的位移电流：

　　

 

　　式中：VA是加于二极管的电压;Vbi为内建电势(一般为0.5~0.8V)。对图1所示器件，若dVA/dt≥4kV/ns,VA=4kV(代入公式(5)时取负值，因为其正极加在n端，见图1)，利用公式(5)可算得Jd=183A/cm2,满足发生雪崩的必要条件式(4)。

　　2 DBD器件仿真结果及分析

　　本文通过求解一组耦合、刚性、非线性方程组，并根据实际情况选择相关物理模型(迁移率、产生复合等)，获得关键半导体器件的宏观行为。重点对具有不同结构参数和物理参数的DBD器件在不同激励源下的延迟击穿效应进行了仿真，研究了不同参数对延迟击穿半导体开关二极管开关特性(上升时间、脉冲宽度)的影响。仿真的器件结构和简化电路模型如图1所示，器件面积为0.01cm2,p+ 区掺杂浓度NA=1019cm-3,n+ 区掺杂浓度ND=1019cm-3,负载R=50Ω。激励源具有常dV/dt上升沿的波，如图2所示，幅度为2.3kV,选择该波形是便于理论分析。

　　

 

　　图1 延迟击穿二极管结构和模拟简化电路

　　图2中带三角符号的实线表示峰值为2.3kV的输入驱动脉冲，刚开始有一个小的前脉冲，然后有一个小的上升，最后是较快的上升，上升沿时间为300ps.另一条曲线表示50Ω负载的电压，即锐化后的输出脉冲，从470V到峰值2.18kV处上升时间为90ps.可见DBD器件能有效地阻止前脉冲和慢的上升，在峰值电压处击穿(关闭)很快。

　　

 

　　图2 典型输入电压和输出电压波形

　　图3和图4分别表示DBD输出与其横截面积及负载电阻的关系。Focia等人认为，器件面积依赖于所需的功率控制能力，对输出负载却没有提到。从仿真结果看，并不完全是这样。从图3、图4可以看出，在一定面积或负载电阻R 范围内，输出电压幅度几乎不变，上升时间则差不多单调上升;在该范围低端，当面积或负载电阻减小时输出幅度单调下降，但上升时间却存在极小值。这是因为在上述范围内，截面积增加，则通过负载的电流增加，从而输出幅度变大，但加在负载上的电压的增加必然导致DBD两端电位的下降，从而使雪崩电流减少，进而导致输出电压减小，综合结果是输出幅度几乎不变，这可以认为类似于负反馈情形。上升时间方面，随着R 或面积的增加，DBD两端电压的加载速率dV/dt下降，因而上升时间增加。在上述范围内，负载电阻改变时情形也一样。在上述范围以外，当面积减小时，由于雪崩产生的等离子体数量有限，雪崩电流减小，因而输出幅度减小;R 减小时，电路中电流增加，DBD电压下降，导致输出幅度减小。上升时间方面，情况比较复杂，不同R 时输入电压DBD端电压波形如图5所示，从图5可以看出，R 两端的电压上升时间决定于DBD端电压的下降时间。随着R 的减小，从图4可以得到，DBD端电压下降时间(即R 两端的电压上升时间)在R=40Ω处存在极值。因为，随着R 的进一步减小，处于雪崩状态的DBD电阻相对变大，这样DBD上的压降最小值(对应于R 上的最大值)增大，因此下降变化率减小，上升时间反而增加，故上升时间在R=40Ω处出现极值。面积减小时的情形也很类似。

　　

 

　　图3 电压峰值及上升时间与其横截面积的关系

　　

 

　　图4 电压峰值及上升时间与负载电阻的关系

　　

 

　　图5 输入电压及不同负载时的DBD端电压波形

　　图6表示DBD输出随n区长度的变化。从结果看，输出电压峰值对n区长度变化存在极大值，而上升时间对n区长度变化也存在极小值，且这两个极值所对应的n区长度差不多。该值约等于器件在临界击穿时其SCR区(正好处于穿通状态时)的长度值。长度低于该值，则临界击穿电压下降，输出峰值降低，上升时间增加;长度大于该值，则雪崩区域增大，漂移时间增加，达到峰值所需时间增加，输出幅度下降。

　　

 

　　图6 电压峰值及上升时间随n区长度的变化

　　图7表示DBD输出随激励源dVA/dt变化的情况，可以看出，当dVA/dt小于由式(4)和式(5)所确定的临界值(对图1所示的器件)，则输出电压为其静态击穿值，上升时间为输入信号上升时间;当dVA/dt超过其发生延迟击穿的临界值后，输出幅度急剧增加，上升时间急剧减小，但变化很快趋于平缓。这是因为随着dVA/dt的增加，雪崩击穿电流增加，这样加在负载电阻上的电压增加，从而加在DBD两端的电压下降，这必然导致雪崩电离率下降而致使电流下降，二者综合结果便会出现平衡的结局，所以并不是dVA/dt越大越好。

　　

 

　　图7电压峰值及上升时间随激励源dVA/dt的变化

　　3 结 论

　　从DBD作为半导体开关器件在负载上的输出脉冲幅度及上升时间两方面综合考虑，器件面积、负载电阻、n区长度及其掺杂以及激励源等因素，均对DBD器件性能有很大的影响。上升时间对于面积和负载电阻均存在极小值，由于上升时间是关键指标之一，因此进行面积和负载电阻设计时应该选取该极值点，由于延迟击穿过程具有强烈的非线性，该极值点只能由仿真获得。其他方面，n区长度存在最佳值，理论上应为器件加载在所需临界击穿电压值而刚好处于穿通状态的长度值，当然最好以仿真结果为准;n区浓度越低越好，因为浓度越低，击穿电压越高。输出激励源应适当高于满足式(4)所需的dVA/dt值，但不是越高越好，因为dVA/dt越高对前级的要求越高，然而产生的效果却没有多大变化。至于p+ 区和n+ 区的长度，没有太大的影响，当然应大于其各自的穿通长度，浓度则尽量高。