电源设计关键之拓扑结构（一）

　　世界各地有关降低电子系统能耗的各种倡议，正促使单相交流输入电源设计人员采用更先进的电源技术。为了获得更高的功率级，这些倡议要求效率达到87% 及以上。由于标准反激式 （flyback） 和双开关正激式等传统电源拓扑都不支持这些高效率级...要设计一个高效率的电源，就需要电源工程师牢牢掌握电源拓扑结构的扎实基本功。基于此，为了使广大工程师对电源拓扑结构能有一个比较清晰的认识，电子发烧友网推出《电源设计关键之拓扑结构》系列文章，以飨读者。敬请留意后续章节。

　　一、开关电源拓扑结构概述

　　主回路—开关电源中，功率电流流经的通路。主回路一般包含了开关电源中的开关器件、储能器件、脉冲变压器、滤波器、输出整流器、等所有功率器件，以及供电输入端和负载端。

　　开关电源（直流变换器）的类型很多，在研究开发或者维修电源系统时，全面了解开关电源主回路的各种基本类型，以及工作原理，具有极其重要的意义。

　　开关电源主回路可以分为隔离式与非隔离式两大类型。

　　1. 非隔离式电路的类型：

　　非隔离——输入端与输出端电气相通，没有隔离。

　　1.1. 串联式结构

　　串联——在主回路中开关器件（下图中所示的开关三极管T）与输入端、输出端、电感器L、负载RL四者成串联连接的关系。

　　开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T及电感器L对负载供电，并同时对电感器L充电，当开关管T关断时，电感器L中的反向电动势使续流二极管D自动导通，电感器L中储存的能量通过续流二极管D形成的回路，对负载R继续供电，从而保证了负载端获得连续的电流。

　　

　　串联式结构，只能获得低于输入电压的输出电压，因此为降压式变换。

　　1.2. 并联式结构

　　并联——在主回路中，相对于输入端而言，开关器件（下图中所示的开关三极管T）与输出端负载成并联连接的关系。

　　开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T对电感器L充电，同时续流二极管D关断，负载R靠电容器存储的电能供电；当开关管T关断时，续流二极管D导通，输入端电源电压与电感器L中的自感电动势正向叠加后，通过续流二极管D对负载R供电，并同时对电容器C充电。

　　

　　由此可见，并联式结构中，可以获得高于输入电压的输出电压，因此为升压式变换。并且为了获得连续的负载电流，并联结构比串联结果对输出滤波电容C的容量有更高的要求。

　　1.3.极性反转型变换器结构

　　极性反转——输出电压与输入电压的极性相反。电路的基本结构特征是：在主回路中，相对于输入端而言，电感器L与负载成并联。

　　

　　开关管T交替工作于通/断两种状态，工作过程与并联式结构相似，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T对电感器L充电，同时续流二极管D关断，负载RL 靠电容器存储的电能供电；当开关管T关断时，续流二极管D导通，电感器L中的自感电动势通过续流二极管D对负载RL供电，并同时对电容器C充电；由于续流二极管D的反向极性，使输出端获得相反极性的电压输出。

　　2. 隔离式电路的类型：

　　隔离——输入端与输出端电气不相通，通过脉冲变压器的磁偶合方式传递能量，输入输出完全电气隔离。

　　2.1. 单端正激式

　　单端——通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器；

　　正激——脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。

　　

　　该电路的最大问题是：开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。

　　2.2. 单端反激式

　　反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。

　　

　　2.3. 推挽（变压器中心抽头）式

　　这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类推挽功率放大器。

　　

　　主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平，驱动电路简单。

　　主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电源电压的两倍）。

　　2.4. 全桥式

　　

　　这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压器原边。

　　图中T1、T4为一对，由同一组信号驱动，同时导通/关端；T2、T3为另一对，由另一组信号驱动，同时导通/关端。两对开关管轮流通/断，在变压器原边线圈中形成正/负交变的脉冲电流。

　　主要优点：与推挽结构相比，原边绕组减少了一半，开关管耐压降低一半。

　　主要缺点：使用的开关管数量多，且要求参数一致性好，驱动电路复杂，实现同步比较困难。这种电路结构通常使用在1KW以上超大功率开关电源电路中。

　　2.5. 半桥式

　　电路的结构类似于全桥式，只是把其中的两只开关管（T3、T4）换成了两只等值大电容C1、C2。

　　

　　主要优点：具有一定的抗不平衡能力，对电路对称性要求不很严格；适应的功率范围较大，从几十瓦到千瓦都可以；开关管耐压要求较低；电路成本比全桥电路低等。这种电路常常被用于各种非稳压输出的DC变换器，如电子荧光灯驱动电路中。

　　二、为什么要选择反激拓扑结构？

　　条件：Vin=25~125V，Vout=12.5，Iout=32

　　为什么选用反激拓扑？

　　许多书籍都有提到，反激拓扑适用于150W以下功率，但是具体的原因却很少分析，我尝试做些解释。从三个方面分析：开关管、磁性器件、电容。

　　初级开关管（MOSFET）。假设输入电压恒定为60V，情况同上。从两个方面考虑反激、正激、半桥：选用mosfet的最大耐压和流过mosfet的最大电流有效值。

　　

　　可见在理想状态下，三种拓扑的差别并没有体现在初级mosfet的导通损耗上（注意半桥使用了两个功率mosfet），开关管的另一个损耗是开关损耗，公式的推导见EXEL文件。假设开通关断有相同损耗，电感量无穷大，则计算公式如下：

　　反激：

　　

　　正激：

　　

　　半桥：

　　

　　从公式可以看出，在只针对一个输入电压点优化的情况下，反激的开关损耗最大，正激和半桥没有区别，这是限制反激大功率运用的一个原因。

　　次级mosfet

　　次级mosfet都是零电压开通关断，不存在开关损耗

　　

　　次级mosfet的导通损耗同样限制了反激在大功率场合的运用，mosfet体内二极管的反向恢复同样产生损耗，值得注意的是这个损耗源于次级，发生在初级mosfet，计算公式如下

　　

　　考虑到半桥的占空比D可以是0.9，所以以上三个公式基本上没有区别。

　　3、磁性器件。反激的变压器等效理想变压器和电感器的结合，不知道该如何正激和半桥的磁性器件比较，这里只讨论下为什么反激变压器中漏感的影响大。具体分析见EXEL中《磁性器件》页面

　　4、电容。同样关心电容的电流应力和电压。电压应力没什么区别。

　　

　　输入电容电流应力基本没有区别，输出电容上反激的电流应力很糟糕，但需要注意的是，输出电容的电流应力与输出电流成正比，与输出功率并没有直接关系，正激和半桥的输出电容电流应力为0是因为电感假设为无穷大，实际值与△I有关。

　　5、总结：通过以上分析，反激不适合大功率引用原因如下：

　　初级mosfet开关损耗

　　变压器漏感导致的损耗

　　输出电容电流应力

　　上面的计算基于输入电压恒定为60V，但实际情况是25~125V。这个情况下，反激拓扑显示出它的优势，可能更恰当的说应该是正激、半桥变得更加难以设计，其原因在于占空比变化过大，导致次级开关管电压应力大，同时初级mosfet的开关损耗可能超过反激

　　因为功率为400W，我考虑三个方案：全桥，双相交错有源嵌位正激或反激。全桥初级需要四个mosfet，且驱动要浮驱，比较难找到合适的驱动芯片;双相交错有源嵌位正激需要两个N管，两个P管，同样有驱动芯片难找的问题;同时因为以前没有做过反激，对反激比较感兴趣，在一个以前的同事建议下选择双相交错反激。后来事实证明我当时错误估计了漏感的影响，导致了使用复杂的吸收电路。

　　三、开关电源DC/DC变换器拓扑结构集锦

　　给出六种基本DC/DC变换器拓扑

　　依次为buck，boost，buck-boost，cuk，zeta，sepic变换器

　　

　　半桥变换器也是双端变换器，以上是两种拓扑。

　　半桥开关管电压应力为输入电压。而且由于另外一个桥臂上的电容，具有抗偏磁能力，但是对于上面一种拓扑，通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力。但是如果采用峰值电流控制，要注意一个问题，就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题。要需要其他方法来解决。欢迎转载，本文来自电子发烧友网（http://www.elecfans.com/）

　　半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS，也就是两个管子交替导通，一个占空比为D，另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥，通常采用下面一种拓扑。对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。

　　正激变换器

　　

绕组复位正激变换器

　　

LCD复位正激变换器

　　

RCD复位正激变换器

　　

有源钳位正激变换器

　　

双管正激

　　

吸收双正激

　　

有源钳位双正激

　

　原边钳位双正激

　　

软开关双正激

　　

推挽变换器

　　

无损吸收推挽变换器

　　

推挽正激

　　推挽变换器：推挽变换器是双端变换器。其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来，基本推挽变换器好处是驱动不需隔离，变压器双端磁化，只要两个开关管。但是，变压器绕组利用率低，开关管电压应力为输入两倍，所以一般只适合低压输入的场合。而且有个问题就是会出现偏磁，所以要采用电流型控制等方法来避免。

　　如果将两个双管正激同样耦合，可以构成四开关管的推挽变换器，也就是所谓的双双管正激。其管子电压应力下降为输入电压。其他等同。 欢迎转载，本文来自电子发烧友网（http://www.elecfans.com/）

　　推挽正激是最近出现的一种新拓扑，通过一个电容来解决变换器漏感尖峰，偏磁等问题。在VRM中有应用。

　　

　　半桥变换器也是双端变换器，以上是两种拓扑。

　　半桥开关管电压应力为输入电压。而且由于另外一个桥臂上的电容，具有抗偏磁能力，但是对于上面一种拓扑，通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力。但是如果采用峰值电流控制，要注意一个问题，就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题。要需要其他方法来解决。

　　半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS，也就是两个管子交替导通，一个占空比为D，另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥，通常采用下面一种拓扑。对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。

 

　　

半桥变换器

　　全桥变换器在大功率场合是最常用了，特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去，会收集一些三电平变换器贴出来，在以后就给出boost族的 隔离变换器。..。反激变换器。..。.正反激变换器。..。..APFC.。...PPFC.。.. 单级PFC.。..。谐振变换器等。..。.

　　

三电平变换器（three level converter）

　　

　　选了看起来比较舒服的两个拓扑，这些三电平是半桥演化而来，同样可以演化出多电平变换器，合适高压输入场合。而且可以通过全桥的移相控制方式实现软开关。

　　

四、离线LED驱动器不同的拓扑选择

　　在考虑使用LED驱动器将AC输入电压转换为用于LED负载的恒定电流源的拓扑时，将LED应用分为三种功率水平是有帮助的：(1)低功率应用。要求输入低于20W，例如灯条、R灯和白炽灯的替换品;(2)中等功率应用。输入最高为50W，例如天花板筒灯和L灯;(3)高功率应用。要求输入高于50W，例如标牌灯或街灯。设计人员在这三种功率范围内面对不同的挑战组合，包括成本、安装LED驱动器的空间、效率、设计复杂性、功率因数、平均失效时间(mean-time-to-failure, MTTF)以及可靠性，上述只是诸多挑战中的一些。本文将推荐在这三种基本功率范围内使用的基本拓扑以应对设计挑战。

　　低功率解决方案面向小尺寸照明灯应用，这些应用要求安装LED驱动器的设计体积小，通过控制流过LED的电流来达到稳定的光辐射，并具有高效率和低成本。为了符合“能源之星(Energy Star)”对于照明器具的规划要求，对于住宅灯具的功率因数必须≥0.7，并且对于输入功率大于5W的商业应用，功率因数必须≥ 0.9。

　　(1)如果不需要LED驱动器隔离，降压调节器拓扑具有最低的BOM成本，因而是可以考虑的低成本解决方案。图1为非隔离降压拓扑示例，包括了功率因数校正和调光能力，仅有一个磁性元件(一个简单电感)和一个单一MOSFET/二极管对，用于降压功率转换。如果输入电压高于LED负载所需的输出电压，此拓扑为最佳选择。

　　

 

　　图1 带有PFC的非隔离降压转换器

　　在需要隔离LED驱动器时，一个好的拓扑选择就是初级端调节(primary-side regulated，PSR)反激拓扑;图2是一个PSR反激LED驱动器示例。无需次级端反馈，可以降低成本，因而此拓扑的元件数目较少，可以实现良好的恒定电流调节。控制器中可以集成MOSFET以减少BOM数目及减少印刷线路板空间。因无需使用用于次级反馈的光隔离器PSR反激的可靠性得以提高。

　　

 

　　图2 初级端调节转换器

　　对于PSR反激拓扑，不连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)是首选的工作模式，因为它可以更好地调节输出。典型波形如图3所示。

　　

 

　　图3 DCM反激转换器波形

　　当PSR LED驱动器以恒定电压调节模式工作时，在电感器电流放电时间Tdis期间，输出电压和二极管正向电压降之和被反映至辅助线圈端。因为二极管正向电压降随着通过二极管的输出电流减少而减少，在二极管放电时间Tdis的末端，辅助线圈电压反映了输出电压。通过在二极管放电时间末端对辅助线圈电压进行采样，获得输出电压的信息。

　　当以恒定电流调节模式工作时，使用峰值漏极电流IPEAK和电感电流放电时间Tdis可以估算输出电流，因为在稳定状态下输出电流与二极管电流的平均值相同。采用飞兆半导体创新的TRUECURRENT?技术，可以精确控制恒定电流输出。

　　PSR拓扑的效率可以达到85%。作为一个例子，考虑8.4W的应用，LED驱动器的总功率损耗在85VAC输入时测得为1.32W。损耗的支出，最大来自于变压器，估计为0.55W，随后是缓冲电路(如图2所示，二极管与并联的电阻和电容串联，跨接在变压器初级线圈上)，其损耗为0.31W，MOSFET的损耗为0.26W，以及输出整流和桥式整流器一起的0.20W损耗。

　　(2)变压器和缓冲电路通常是较主要的功率耗散组件，由于来自变压器的漏电感，因而需要缓冲电路来防止电压施压在MOSFET上，假如未注意到这两个设计方面，印刷线路板和输入EMI滤波器也可以成为显著的功率耗散来源。

　　总体1.32W损耗可能看起来并不是功率损耗的重要来源，但在一个低功率LED驱动器中，LED负载靠近驱动器，因而使设计发热的是总体负载功率加上驱动器损耗。热传递不会选择强制冷却气流，因而上面引用的示例必须使用能够从半导体和电气器件中高效传导8.4W功率的灯具，以便维持可靠性。假如散热解决方案不能够平衡这一功率并保持元件低温，那么，使用电解电容器会减少设计的平均无故障工作时间(MTTF)。

　　中等功率解决方案仍然要求小体积设计和功率因数校正。在该功率范围内效率和可靠性仍然是重要的设计制约。可使用的良好拓扑是单级功率因数校正反激拓扑，如图4所示。

　　

 

　　图4.单级PFC反激转换器

　　单级设计减少了元件数目并且无需输入大体积电容器，不仅节省了设计空间，而且也降低了成本。用于功率因数校正控制的反激，使用了次级反馈。采用这些中等功率反激拓扑设计，可实现高达84%的效率。因为拓扑采用反激方式，在该LED驱动器设计中，变压器和缓冲电路仍然是主要的功耗损耗来源。在中等功率范围中，较高的功率水平增加了缓冲电路的功率损耗，因为缓冲电路损耗与变压器漏电感和MOSFET中峰值电流平方的乘积成比例。在该中等功率设计中，变压器的尺寸正在增加，而且MOSFET中的峰值电流也在增加。

　　大功率解决方案关注最佳的效率和可靠性，合理的成本以及较少的BOM数目。推荐使用两级式LED驱动器。第一级用于功率因数校正，随后是DC-DC转换级来调节恒定电流输出。第一级可以采用与中等功率范围单级PFC反激转换器设计相同的控制器。为了在该两级方法中减少元件数目，在第一级上，控制器集成了一些元件和特性。

　　这里推荐两种次级DC-DC转换器选择：准谐振反激，用于低于100W的应用，或者LLC拓扑，用于高于100W的应用。反激方案可以达到合理的效率，相对于LLC拓扑选择，它是不太复杂的拓扑。通过降低导通开启时的电容电压，QR拓扑减少了与MOSFET输出电容相关的开关损耗。QR拓扑MOSFET软开关也减少了EMI。然而，对于LLC拓扑，较好的效率归功于MOSFET的零电压开关(zero voltage switching)，而且可以使用小型保持(holdup)电容器。在该两级方法中可以实现高达92%的效率。图5和图6显示了QR和LLC拓扑。请注意图6中的LLC电路使用了变压器的漏电感和磁化电感以建立LLC谐振电路。

　　

 

　　图5 两级PFC + QR反激示例

　　

 

　　图6 两级PFC + LLC示例

　　大功率应用通常使用多串LED。图6显示了使用次级控制器来平衡通过不同LED串负载的电流。

　　结论

　　本文针对三种不同功率范围的离线LED驱动器应用，推荐了不同的拓扑。根据不断增加的LED负载功率水平，提出了降压转换器、PFC单级反激，以及两级PFC反激，并随后提出了QR反激或LLC方案。每种推荐的拓扑方案都基于安装LED驱动器的可用设计空间、效率要求、可靠性、成本和设计复杂性等考虑，能够最好地满足上述限制条件。