基于Microchip智能传感器构建高性能的生物电信号采集系统

　　引言

　　自1903年爱因多芬发明了心电图仪，百年来随着电子技术的飞速发展，人们开发了大量行之有效的方法来采集和分析心电（ECG），脑电（EEG），肌电（EMG），胃电（EGG）等人体生物电信号，为医生的诊断提供了大量有意义的参考数据。

　　在这些生物电信号采集分析系统中，信号的隔离设计必不可少，它一方面能够防止被测人员触电［1］。另一方面切断了系统前后端的电气连接，降低电磁干扰对信号的影响［1］［3］。但是目前的生物信号系统中往往采用成本高，耗电多，体积大的传统的模拟隔离的方法，造成相关仪器成本高，无法便携化和家用化。

　　本文阐述了一种用Microchip智能传感器解决方案，将具有信号处理能力和模拟功能的DSC器件放在隔离前端的模块内，在模块内的隔离系统之前对模拟信号进行数字处理（包括采样和滤波处理），变传统的隔离模拟信号为隔离数字信号的方法。这种方法具有以下优势：

　　1、隔离电路不再传递容易失真的模拟信号，改为传递抗噪性能较强的数字信号，且缩短了模拟信号传递的路径，可以大大提高生物电信号采集系统的信噪比。

　　2、由于将具有数字信号处理能力的器件放在隔离前端，系统用过采样和数字滤波的方法取代模拟低通滤波器和工频陷波器，降低了电路的复杂程度、功耗和成本。

　　3、在多路采集系统中传统方法需要和信号路数相同的模拟隔离电路，而采用智能传感器方案则只需一个数字隔离通道。成倍的降低了功耗和成本。

　　4、 采用数字隔离电路，降低所需电压和电流，实现便携化并降低了成本。

　　5、 无需主计算机系统干预信号的采样和滤波过程，分担了中央处理器的工作负担，降低了软件开发的总体难度。

　　6、 数字隔离方法省去了过去系统人工挑选配对光耦和调整工作点的过程，节约了大量的人力，适于批量生产。

　　传统设计方法

　　传统生物电信号采集系统一般具有如图1所示的结构。

　　

　　图1 传统生物电信号采集系统框图

　　其中的模拟隔离放大器通常采用图2所示电路，由普通数字光耦构成。

　　

　　图2利用两只光耦的一致性构成的模拟隔离放大器

　　光耦VT1和VT2是经过人工挑选，电流传输比一致性较好的普通光耦。这样生产者不但需用人工从一批光耦中寻找电流传输比接近的两只配对使用。另外，由于很难找到两只电流传输比在整个工作范围都相等的普通光耦，不一样的电流传输比，将带来信号协波失真。该方法还需要高达正负10V以上的电源电压为模拟电路供电，极不利于产品向低电压，低功耗和电池供电的便携化方向发展。

　　如果采用各大公司生产的集成模拟隔离放大器（如AD20，ISO124［1］ ［4］）能够有效降低信号的协波失真。但由于这类器件往往采用高频调制的方法实现隔离，内部结构复杂，成本很高，且需要较高的正负双电源电压供电，增大了系统的总功耗；另外为了防止高频调制信号造成结果的混叠现象，必须在这类隔离放大器之后增加模拟有源低通滤波器滤波。

　　综上，开发一种能够同时解决失真度和功耗问题的隔离方法是下一代的便携式生物电信号仪器的必然要求。

　　基于数字隔离的生物电信号采集模块

　　总体设计思路

　　本文提出图3所示的，采用隔离数字信号的方法代替隔离模拟信号的方法。将具有模数转换功能和数字信号处理能力的DSC放到隔离前端，直接对模拟信号采样和进行数字滤波，再传递经过处理的数字信号的方法。

　　

　　图3 基于DSC和数字隔离的新型生物电信号采集系统

　　图3所示的系统在降低隔离电路失真度的前提下大幅度的降低了总功耗和生产成本，原因在于：省去了复杂的模拟隔离电路，可以使用3V的单电源供电；整个数字隔离电路不存在电路工作点的调整和稳定问题，降低了静态工作电流，提高了温度稳定性；利用DSC的高运算速度和采样率，实现过采样和数字滤波，取代模拟低通滤波器和工频陷波器，进一步降低电路的复杂程度和功耗；所有器件可以直接使用，省去了挑选配对光耦和工作点的调整过程，节约了大量的人力，适于批量生产。

　　另外，在实际电路中，往往需要多路同时采集（一般心电信号需要3－12路，肌电信号需要4路信号同时采集）。如果使用传统的隔离模拟信号的方法，隔离通道数必须和信号路数相同；而本文提出的数字隔离方法，只需将数字通讯的带宽平均分频给每个通道，这样只要一套DSC和数字隔离电路就可以同时完成多个通道的数据隔离和传输任务。

　　数字滤波器的实现

　　抗混叠的低通滤波器，用无限冲击响应滤波器实现。

　　对于工频干扰的噪声，需要用工频陷波器来去除。为了提高滤波器对噪声耦合通道变化的适应能力，由自适应滤波器构成工频陷波器。自适应滤波器和噪声耦合通路之间的拓扑结果如图4所示。

　　

　　图4 自适应滤波器的拓扑结构

　　构造出相位相差，频率分别为50、100、150Hz的六个“假想噪声”，然后在滤波过程中不断调整权值向量W，进而从有用信号和噪声的叠加信号T中得出和“假想噪声”最大线性相关的时间序列a，从模拟放大器的混合输出信号T中减去和“假想噪声”线性相关的序列a，就得到了和a不相关的误差序列e，这个序列就是所需的陷波结果。

　　效果比较

　　功耗的比较

　　根据实测，使用图2所示电路时，电源为正负12V，静态电流约为36.5mA，实际功耗为0.876W。使用集成模拟隔离放大器ISO124时，需使用正负5V电源，根据实测，这部分电路的实际静态电流约为25.8mA，实际功耗为0.258W。

　　本文所述方法，电路可以用3V的单电源供电，且省去模拟低通滤波器和工频陷波器。使用运行速度为8MIPS的dsPIC30F3012和数字隔离器ADuM2401来实现隔离。根据实测，这部分电路的电流为29.6mA，实际功耗为88.8mW。仅为第一种方法的约1/10，第二种方法的约1/3。以上功耗的计算方法还没有考虑多路信号同时采集的情况。根据上面的分析，对于一个四路同时采集的心电信号放大器而言，新方法的耗电量将仅是第一种方法的1/40，第二种方法的1/12。

　　信号失真度的比较

　　用峰峰值为0.5mV、频率为170Hz的正弦信号作为衡量上述几种隔离电路失真性能的标准信号（该信号由***INSTEK 公司型号为GFG-3015的信号发生器产生，初始峰峰值为1V，通过电阻分压产生所需幅值的信号）。标准信号通过增益为1000的心电信号放大电路放大到1V，分别通过上述三种隔离电路隔离后，进行采集和存储。采样率都为4096Hz，采样长度为4096（即1S内的信号），其中使用模拟隔离的两种传统方法在隔离后用MAX197进行量化，该转换器的信噪比为70dB，能够完成量化任务而不造成附加失真；新方法则直接使dsPIC30F3012片内集成的12位模数转换器进行量化。量化结果加Blackman窗后进行FFT和归一化处理得到图5所示的结果。

　　

　　图5 使用不同隔离方法传输正弦信号的频谱特性

　　从图5中可以发现，上述数字隔离电路和采用集成隔离放大器ISO122的隔离电路得到的协波失真和信噪比基本相同，说明这两种隔离方法对信号的信噪比影响较小。而采用普通光耦隔离的正弦信号的协波失真却高于另外两种方法，其中最坏协波失真在3次协波频率，仅为-30dB左右。分析其原因，主要是两只光耦的性能不一致造成的。另外由于它们分别在工作点上下两边的对称性也不佳造成3次协波失真大于2次协波失真的现象。

　　电路板面积的比较

　　对于便携式系统，电路板面积是一个非常重要的因素。经过实际测试，数字隔离电路所需电路板的大小仅为模拟隔离电路的一半以下。

　　结语

　　本文用Microchip公司的DSC平台的传感器方案设计了一个生物电信号采集系统前端模块。在提高信噪比的同时降低了系统功耗、成本、体积，且在生产过程中无需人工校调，适合大规模工业生产。实用性和经济性强，能够推进生物电信号系统的便携化。