移相全桥拓扑电路构成与工作原理

提到电源拓扑，首先要说的就是移相全桥拓扑啦，它在隔离型DC-DC电源中应用十分广泛，本期对其电路构成与工作原理为大家进行分析。

一、拓扑构成

移相全桥拓扑采用移相控制方式，利用功率器件的结电容与谐振电感的谐振实现恒频软开关。

移相全桥有零电压开关(ZVS)和零电压零电流开关(ZVZCS)两种实现方式。ZVZCS由于结构复杂并不常用，因此本篇将重点介绍ZVS移相全桥电路。

ZVS移相全桥电路能够有效降低功率管开关损耗，提高开关频率，减小装置体积。电路控制方式简单，适用于多种输入电源和负载类型。

其基本电路包括：原边全桥电路、变压器和副边整流电路，参见下图。常用副边电路有全波整流电路（下图(a)）与全桥整流电路（下图(b)）。

全桥整流多适用于大功率场合，小功率场合可采用全波整流。

原边全桥电路包含：

输入直流源Vin 、输入电容Cin、功率开关管器件（Q1~Q4）以及谐振电感Lr ，其中体二极管（D1~D4）以及寄生结电容（C1~C4） 为功率开关器件的自有部分。

为抑制变压器磁饱和，部分电路会在Lr 后串联隔直电容。

副边电路包含：整流二极管（DR1~DR4）、滤波电感（Lf）、滤波电容（Cf）以及负载（Rd）。

二、工作原理

1、PWM控制方式

移相全桥电路分为超前桥臂（Q1、Q2）与滞后桥臂（Q3、Q4），同一桥臂的上下两个开关管轮流导通，实现控制。

移相角：对角两个开关管的导通相位差（0°~180°）。可以通过控制移相角的大小改变原边输出电压占空比，从而调节输出电压。

死区时间：同一臂上下两管的开通与关断之间的间隔时间。

为便于分析电路工作过程，我们做以下假设：

❶功率开关管的寄生电容应满足C1=C2=Clead，C3=C4=Clag；

❷滤波电感足够大，满足Lf＞＞Lr/K²其中K为变压器原副边匝比；

❸输出滤波电容足够大，其电压可认为是恒压源。

2、工作模态分析

移相全桥的一个周期中包含12个工作模态，下面以半个周期（t0~t6）为例进行讲解，电路副边为全波整流电路。

▷工作模态1（t0~t1）：正半周期功率输出模式

t0时刻Q1、Q4导通且VAB处于恒定状态（VAB=Vin），原边电流Ip经Q1、Lr、Q4向负载供电，同时给结电容C2、C3充电。变压器副边DR1导通，DR2截止，DR1、Lf、Rd构成供电回路。滤波电感Lf的电流在电压VLf=Vin/n-V0的作用下线性增加。

▷工作模态2（t1~t2）：超前桥臂谐振模式

在t1时刻，Q1关断，由于谐振电感Lr的存在，电流Ip不会突变，仍维持正向(A→B)流动，Ip从Q1中转移到C1和C2支路中，对C1充电并对C2放电，C1、C2与Lr发生谐振。由于C1、C2的作用，Q1零电压关断。由于谐振电感Lr和原边等效滤波电感Lf串联，因而电感很大，可认为原边电流Ip近似不变，类似于一个恒流源。

▷工作模态3（t2~t3）：原边电流钳位续流模式

t2时刻C1与C2充放电结束。此时C2两端电压为0，电流经D2续流，并将开关管Q2漏源极的电压箝位为０，此时便可实现Q2的零电压开通。

此时VAB为0，原边电流Ip仍按原方向继续流动，但是在不断减小。

▷工作模态4（t3~t4）：滞后桥臂谐振模式

t3时刻，Q4关断。Ip从Q4中转移到C3和C4支路中，对C4充电并对C3放电，谐振电感Lr和C3、C4发生谐振。由于有C3和C4作用，Q4零电压关断。此时AB之间电压由0变为负（VAB=-VC4），副边变压器感应电动势反向，使得整流二极管DR2导通，DR1和DR2同时导通后将变压器的副边线圈短路。在此过程中DR1中电流不断减小，DR2中电流不断增大。

▷工作模态5（t4~t5）：谐振能量回馈电源模式

t4时刻，C3与C4充放电结束。此时VAB=-VC4=-Vin,D3导通续流，将开关管Q3漏源极的电压箝位为０，此时便可实现Q3的零电压开通。体二极管D2、D3续流，将谐振电感Lr所储存的能量回馈给电源，变压器原边电流Ip线性减小。

▷工作模态6（t5~t6）：原边电流缓变模式

t5时刻，Ip将为零后向负向增大。此时D2与D3关断，Q2和Q3为原边电流提供通路。此时原边电流仍不足以提供负载电流，副边绕组还处于短接状态。因此原边绕组电压仍为零，电压Vin全部施加在Lr两端，反向线性上升。直到t6时刻，DR1与DR2换流结束,DR1截止，随后进入负半周期的功率输出模式（Q2、Q3稳定导通）。

负半周的工作过程与正半周期类似，在此不做讲解。

三、关键问题分析

1、桥臂ZVS的实现

▷超前桥臂的ZVS实现

超前桥臂实现ZVS比较容易，因为其电容充放电过程由Lr与原边等效Lf共同完成。由于原边等效Lf很大，电流Ip近似不变，相当于恒流源，所以超前桥臂的并联电容能够迅速充放电，这样即便在很宽负载电流下，也能实现ZVS。

同时，在PWM控制方法上要保证驱动信号的死区大于2CleadVin/Ip。

▷滞后桥臂的ZVS实现

滞后桥臂ZVS过程中副边处于短路状态，Lf与变压器原没有联系，只有Lr中的能量用来实现零电压开关。

但是，由于Lr远小于Lf，其储存的能量有限，所以滞后桥臂的ZVS实现比较困难。在变换器轻载或谐振电感较小时，若Lr中的能量无法满足电容充放电需求，滞后桥臂将无法实现ZVS。

要实现滞后桥臂ZVS，必须满足以下两个条件：

❶谐振电感储能大于参与谐振的滞后桥臂的结电容储能；

❷滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一谐振周期(Lr与充放电电容)。

2、副边占空比丢失

ZVS移相全桥DC/DC变换器在滞后臂开关管关断后会出现副边占空比丢失现象。

此时原边电流反向，负载电流进入换向阶段，原边电流较小，不能供给负载电流，导致变压器副边两个整流管都导通，电压被二极管钳位至零电压。

这个时间段内会出现部分电压方波的丢失，如图所示,Dloss=D-Deff。

影响占空比丢失的因素包括谐振电感、负载电流、变压器变比和输入电压。

增大谐振电感会加剧占空比丢失，但减小谐振电感不利于滞后臂开关管的ZVS过程，因此需要选择合适的Lr。

此外，减小变压器变比也可减少占空比丢失，但会增大开关管通态损耗以及副边整流二极管的耐压。

3、变压器磁芯饱和

在电路中，Q1、Q4导通时间不可能与Q2、Q3完全相同，其通态压降也可能存在差异，所以变压器原边的电压不是一个纯粹的交流电压，它含有直流成分，这会导致变压器磁芯偏磁。

偏磁的积累将导致变压器磁饱和，使变压器不能正常工作，甚至造成元器件损坏。

在设计变压器原边电路时，在谐振电感后串接隔直电容可以防止变压器磁饱和。该电容能够自动消除正、反两个方向伏秒面积的不同，使变压器上只有交流电压分量，抑制直流分量。

选择电容时，建议其电压降约为变压器两端电压的10％。

4、副边整流二极管电压振荡

原边电流换向结束后，电源开始给负载供电，输出整流二极管反向恢复。此时，变压器漏感、整流二极管结电容以及变压器绕组电容之间会发生高频谐振。

在整流管结电容充放电过程中，会出现寄生振荡，导致整流管的电压应力增加，缩短元件寿命，造成严重的电磁干扰。

为了减小副边寄生振荡，可以使用开关速度快、超快恢复、柔性系数大的二极管，或增加一些缓冲网络（如RC、RCD吸收网络）。

目前应用比较多的方法是在原边增加二极管钳位缓冲电路，它能抑制整流桥寄生振荡，减小二极管两端承受的尖峰电压。

基于移相全桥电路开发的隔离型DC-DC电源在电力系统、工业测量系统、汽车电子装置、化工电解电镀、冶金、船舶以及军工等领域均有应用。

审核编辑：黄飞