电源工程师设计札记（一）：轻松完成电源设计

　　电子发烧友网按：电源设计对于每个工程师来说都会有点熟悉而又陌生的感觉。如何有效攻克电源设计中遇到的疑难杂症？加强工程师之间沟通，充分利用工程师的设计心得是其中一个有效途径。基于此，电子发烧友网将电子发烧友网读者奉上《电源工程师设计札记》系列大餐，之后还将会推出相关电子书，敬请留意！

　　1、如何使过压过流电路保护设计更轻松？

　　对于大型的控制电路，比如LED灯塔的电源控制线路，其保护以及维修都是一个比较复杂的工程。使用TBU方案，是否可以使过压过流电路保护解决方案设计更轻松呢？

　　本文从传统的保护元器件入手，对比传统过流过压保护元器件和TBU方案的工作方式，深度解析TBU与传统过压过流电路保护元件的区别及其应用限制，为广大电子工程师探索过压过流电路保护方案轻松设计之道。

　　保护元器件的分类

　　

　　保护电子元器件主要分成两大块，如图所示，一块是过流保护，一块是过压保护。

　　相对过压的保护元件，过流的保护元件主要分成图示上部分的几块，右边的元件反应速度快，但通流量较小，而左边的元件相反，所以需要做一些搭配。主要是整合器的元器件，如TBU。TBU把过流和过压的元器件组合在一起，可同时进行过流和过压保护。

　　传统过流和过压保护元器件的组合和工作方式

　　下图是最常见的组合图，可以看出怎样把过流和过压保护元器件放在一般的线路上。

　　

　　过流的产品一定是串联在电路上，包含一般电阻或电压。而过压的产品主要并联在电路上，包含一级压、二级压、三级压。类似TBS管等，二级和三级基本可以互换，关键是怎样做搭配，保护系统的协调工作非常重要。

　　按传统的方式，当一个雷击进来之后，首先上升的一定是电压，一定是内部靠近IC部分的保护器件最先反应，若没有反应，内部线路肯定会被击穿；或TBS管一定要运作，作为开关直接关闭。

　　举例来说，由于过电压产品最怕电流质，而过电流产品最怕电压，当TBS打开之后，所有的电流都会往一边流。若出现一个很大的雷击，这个TBS管一定会被击穿。所以必须要在外面摆上一个气体管，来保护这个TBS管。当电流经过这个管后，其电压会持续上升，靠近外面的气体放电管，必须要在动作之后才能保护 TBS管。一般来讲，PDC的速度非常慢，所以单个雷击进来之后PDC没有办法动作。

　　TBU是近十年一个比较新的产品，是高速的保护器，也可以说是一个电子的限流器。现在来看看TBU的工作方式与传统过压过流保护元器件有何不同。

　　TBU的工作方式

　　

　　传统电子保险丝的内部结构

　　

　　TUB的内部结构图

　　与传统的双向保险丝结构相比，TUB最重要的差异是电压部分。传统保险丝的工作方式是把电流导到地的方式，而TBU方式主要是用隔离的方式。雷击进来之后电流经过内部的IC去走，当电流超过触发点之后，TBU就会打开，TBU打开之后所有的能量都是隔绝在外，这时候电压还是会持续上升。在外部放一个气体管保护TBU。由于过电流产品最怕是电压。而TBU是过电流产品，假设选择的是一个850v的TBU，必须确定线路偷走的电压值不能够超过850v，所以必须在外部再摆一个气体放电管去保护TBU，这点与传统的方式有所区别。事实上两种应用方式的区别是后者做了开关，把能量全部阻绝在外面。

　　把TBU放入电路之后，电流会上升，这时候TBU就要打开，阻绝到电流跟电压，电路就被保护。当电压上升之后，因为其反应速度非常快，代表电流也上升，TBU动作之后会阻绝电压与电流的部分。TBU是电流启动电压回复的元件。当TBU没有动作的时候，如同电阻；电流超过之后，开关直接打开，承接高阻；当电压回复之后，TBU回复原本工作状态。

　　2、如何选择开关电源拓扑结构

　　电源是电子产品中必不可少的一部分，现在逐渐流行开关电源，其拓扑结构有很多种。下面就个人了解，罗列一些（不一定全）供大家参考。首先要明确您的产品中电源部分是否要与输入电源隔离。

　　对于不隔离式开关电源，大体上有降压（buck）、升压（boost）、极性反转（负输出，降升压buck-boost）、斩波（cuck）3种类型。对于隔离式开关电源，分正激、反激、半桥、全桥、推挽5种类型。

　　先说不隔离式：

　　降压（buck）型原理如下图所示，前半周期Q1导通向C供电同时L1储能，后半周期D1导通L1放能向C供电。

　　

　　升压（boost）型原理如下图所示，前半周期Q1导通L1储能，后半周期D1导通L1放能与V1串连向C1供电。

　　

　　极性反转型原理如下图所示，前半周期Q1导通L1储能，后半周期D1导通L1放能向C1供电。

　　

　　若输入电压大于工作电压，则选用降压型，反之选择升压型。若单电源输入，需要+、-电源时选用极性反转型。

　　再说隔离式：若输出功率较小（100W以下）常用反激式；若功率稍大，可选用正激式；再大就要采用半桥或全桥式了。

　　反激式是磁性元件在前半周储能，后半周期传递能量。并关管要承受电源电压与反激电压之和，一般220V整流后要用700V左右的功率管。

　　

　　正激式是在前半周期直接传递能量，后半周期泄放磁场。若磁场泄放不掉，则后面的周期中会因磁饱和而烧毁功率器。

　　

　　全桥式是有4个功率器件，能够让变压器原边电流来回流动，在每半个周期都传递能量，所以能做到较大功率。

　　

　　半桥式是全桥式的简化，它将一个桥臂上的功率器件换成电容，节约了一半数量的功率器件，且功率器件上承受的电压也减半，故降低了成本。

　　

　　升压变换中多采用推挽式，因原边电压较低，绕组匝数少，绕成双原边也不增加多少成本，双绕组又能增加功率，故是广泛采用的方式。

　　

　　3、多电源系统的监控和时序控制

　　现今，电子系统往往具有许多不同的电源轨。在采用模拟电路和微处理器、DSP、ASIC、FPGA的系统中，尤其如此。为实现可靠、可重复的操作，必须监控各电源电压的开关时序、上升和下降速率、加电顺序以及幅度。既定的电源系统设计可能包括电源时序控制、电源跟踪、电源电压/电流监控和控制。有各种各样的电源管理IC可以执行时序控制、跟踪、上电和关断监控等功能。

　　时序控制和跟踪器件可以监控和控制多个电源轨，其功能可能包括设置开启时间和电压上升速率、欠压和过压故障检测、余量微调（在标称电压值的一定范围内调整电源电压）以及有序关断。适合这些应用的IC种类众多，简单的如利用电阻、电容和比较器构成的纯模拟器件，复杂的如高集成度状态机和通过 I2C bus.总线进行数字控制的可编程器件。某些情况下，系统的电压调节器和控制器可能包括关键控制功能。

　　对于采用多个开关控制器和调节器的系统，还有一个考虑是器件以不同开关频率工作时，如何将产生的系统噪声降至最低。常常需要同步调节器的时钟，事实上，如今的许多高性能开关控制器和调节器都可以与外部时钟同步。

　　

　　图1. 电源轨的控制类型

　　电源时序控制和跟踪

　　所谓电源时序控制，是指以指定顺序开关电源。电源时序控制可以简单地基于既定的时间顺序，或者一个电源的开启时间取决于另一个电源何时达到设定的阈值。电源跟踪基于这样一个事实：电源电压无法（一般也不应）瞬间改变。电源系统设计师可以利用这一特性，有效地控制系统中各电源相对于其它电源的斜率。电源跟踪分为三类：同步、比率和偏移。图1中的四幅图对时序控制、同步跟踪、比率跟踪和偏移跟踪进行了比较。

　　图1a中，三个电源按一定的时间顺序开启和关闭。首先是3.3 V电源开启，后续电源的开启和关闭延迟时间取决于应用的需要。如果额定最大值要求电源按一定的顺序激活，这种简单的时序控制技术将能确保有源器件的电压不会超过额定最大值。举例来说，在ADC驱动的放大器上电之前，我们必须保证ADC的电源存在，否则可能损坏ADC的前端。

　　图1b显示同步跟踪情况，所有三个电源同时开启，并且以相同的速率彼此跟踪，因此最低电源电压首先建立，然后是较高的电源电压。电源关断以相反的方式进行。这个例子很好地说明了旧式FPGA或微处理器应用中电源是如何接通的：首先激活较低的内核电压，然后接通辅助或I/O电源。稍后将以Xilinx Virtex-5 FPGA的同步跟踪举例说明。

　　图1c中，电源以不同的斜率上电。如前所述，能够对电源的斜率dV/dt进行控制是一个非常有用的特性，它可以防止电路中去耦电容的大浪涌电流（充电电流）损坏器件。如果不加限制的话，浪涌电流可能大大超过标称工作电流。斜率限制可以防止有源器件闩锁、电容短路、PCB走线受损以及线路保险丝熔断。

　　图1d中，所有电源具有相同的斜率，但其施加时间由预定的失调电压决定。此类跟踪适用于需要限制电源电压差（常常出现在DAC和ADC等混合信号器件的额定最大值部分）的器件，这种方法可以防止器件永久性受损。

　　基于FPGA的设计示例

　　使用FPGA系统的供电是探讨多电源系统处理的活教材。适当的FPGA电源控制对于实现可靠、可重复的设计至关重要，否则可能会在实验室甚至现场引发灾难性故障。大多数FPGA具有多个电源轨，一般表示为 VCCO， VCCAUX， 和 VCCINT. 这些电源分别用于为FPGA内核、辅助电路（如时钟和PLL等）、接口逻辑供电。

　　这些电源轨需要考虑的事项可以分为如下几类：

　　电源轨的时序控制

　　电源轨电压的容差要求

　　电源可能有软启动或斜率控制需求

　　下面以Xilinx Virtex-5系列FPGA的电源要求为例来说明，该系列提供许多特性，包括逻辑可编程能力、信号处理和时钟管理。根据数据手册，Virtex-5的电源上电顺序要求为 VCCINT， VCCAUX， and VCCO. 这些电源相对于地的斜坡时间为200 μs（最小值）至50 ms（最大值）。建议工作条件如表1所示。

　　

　　The 如前所述，Virtex-5要求同步电压跟踪。此外，电源必须在特定的建议工作容差范围内，而且必须在特定的dV/dt范围内上升和下降。

　　But the 但是，FPGA只是一个较大系统的一部分。为了进一步阐明本例，假设有一个高电流、5 V主系统电源轨。为FPGA内核供电的1 V电源具有±5% （±50 mV）的容差，需要提供最高4 A的电流。3 V电源为通用逻辑电源，具有±5%的容差，在本例中需要提供4 A电流以便为FPGA I/O和设计中的其它逻辑器件供电。2.5 V电源为模拟电源，需要提供低噪声的100 mA电流。

　　针对此应用，利用双通道降压控制器ADP1850提供1 V和3 V高电流电源是一个很好的解决方案。ADP1850具有许多特性，其中包括：软启动控制、同步跟踪以及主从电源时序控制。上电时的上升速率由SS1和SS2引脚上的电容控制。本例中，3 V数字电源是主电源。针对2.5 V模拟电源，超低噪声 低压差调节器（LDO） ADP150是绝佳选择，它可以利用ADP1850的PGOOD2信号进行时序控制。图2为该系统的简化框图，显示了时序控制的一般流程，详情参见ADP1850数据手册。

　　

　　图2. Virtex-5的电源系统

　　上例说明了时序控制和跟踪的常见使用方式，可以将其扩展到当今的许多多电源系统，包括基于微处理器的系统和涉及混合信号技术（ADC和DAC）的系统。

　　模拟电压和电流监控（ADM1191）

　　针对要求精密监控多个系统电源电流和电压的高可靠性应用，可以使用简单易行的模拟监控电路。例如， 数字电源监控器，ADM1191 提供1%的测量精度，包括一个用于电流和电压回读的12位ADC、一个精密电流检测放大器以及一路用于提供过流中断的ALERTB输出。图3显示了ADM1191结合一个主控制器（如微处理器或微控制器等）的应用。

　　

　　图3. 简单的电源电压和电流监控器

　　ADM1191通过 I2C 总线与主控制器通信。通过配置A0和A1引脚的逻辑输入电平，同一系统最多可以支持16个器件的寻址。本地控制器可以将测得的电压与电流相乘，从而计算电源轨的功耗。发生过流状况时，ALERTB信号通过一个中断快速通知控制器，这个关于故障状况的快速报警可以帮助保护系统免遭损坏。

　　时序控制和监控的结合

　　大型固定系统，甚至某些高性能插卡，具有许多需要控制和监控的电源轨。图4涉及到一个具有8个电源轨的复杂电源系统的控制。系统的核心是ADM1066它是一款灵活的高集成度超级电源时序控制器Super Sequencer® 可提供完整的电源控制功能，特性包括时序控制、监控、余量微调和编程能力。ADM106x系列中的其它器件还具有温度监控和看门狗功能。

　　

　　图4. 8轨电源系统的控制

　　8轨系统具有三个主电源轨：12 V、5 V和3 V。其它电源轨则是利用开关调节器和LDO从这些主电源轨产生。每个调节器具有一路使能输入，它由ADM1066的10路可编程驱动器（PD）输出之一驱动，因此用户可以按照一定的受控顺序使所有电源轨上电。ADM1066具有一个片上电荷泵，可以提升6路PD输出电压以提供外部N-MOSFET的高驱动电压；当需要控制更高电压的电源时，外部N-MOSFET用作电源轨开关。

　　ADM1066具有片上EEPROM，用以存储电源系统控制参数。ADI公司的实用程序为器件配置提供了便利，大大简化了上电和运行任务，消除了费时的代码开发工作。当系统进一步发展，以及有新器件加入设计时，可以轻松调整电源序列。时序参数和电压跳变点很容易重新编程。这个功能非常有用，可以节省开发时间，降低电路板开发可能延误的风险

　　数字输出信号——PWRGD（电源良好）、VALID和SYSRST（系统恢复）——由ADM1066在轮询时产生，或者通过中断/数字输入提供，以便将电源系统的状态告知系统微控制器，从而在发生故障时能够采取措施。这种快速通知可以防止电容短路和其它危险状况引发灾难性损害。PWR_ON和/RESET是从系统控制器到ADM1066的数字输入，用以形成完整的系统控制环路。

　　利用ADM1066进行电源余量微调

　　在系统开发期间，当设计工程师需要调整电源电压以优化其电平或使其偏离标称值时，可以使用ADM1066的片内DAC来执行电源余量微调。利用这种余量微调特性，可以在电源限制范围内对系统进行全面特性测试，而不需要使用外部仪器。该功能通常是在在线测试（ICT）期间执行，例如：当制造商希望保证受测产品能够在标称电源电压±5%的范围内正常工作时。基于图4所示的电路，用户可以在许多电源轨上实现余量微调。

　　开环电源余量微调

　　对DC/DC转换器或LDO等电源进行余量微调的最简单方法，是将额外电阻切换到电源模块的反馈节点中，以改变反馈或调整节点的电压，从而利用DAC迫使输出电压上调或下调所需的幅度。采用这种衰减器（图5）时，可以通过SMBus更新相关DAC输出的值，从而远程命令ADM11066执行电源余量微调。该过程可以利用独立于系统控制环路的开环技术实现。

　　

　　图5. 开环余量微调

　　ADM1066最多可以为6个电源执行开环余量微调，它利用6个片上电压输出DAC（DAC1至DAC6）驱动要微调的电源模块的反馈引脚。实现这一功能的最简单电路是利用一个衰减电阻（R3），将DACx引脚连接到DC/DC转换器的反馈节点。当DACx输出电压设定为与反馈电压相等时，无电流流入衰减电阻，DC/DC转换器的输出电压不发生变化。当DACx输出电压高于反馈电压时，电流流入反馈节点，DC/DC转换器的输出必须下降以进行补偿。要提升DC/DC转换器输出，DACx输出电压设定值须低于反馈节点电压。为降低噪声，如图中所示，可以将该串联电阻分成两个电阻，其间的节点可以通过一个电容去耦到DC/DC转换器的地

　　闭环电源余量微调

　　一种更精确、更全面的余量微调方法是在闭环系统中使用类似的电路。图4所示为针对1.2 V输出的一个例子。要微调的电源轨电压可以通过VX2回读，确保将其精确调整到目标电压。ADM1066集成了执行微调所需的全部电路，12位逐次逼近型ADC用于读取受监控电压的电平，6个电压输出DAC用于按照上述方法调整电源电平。这些电路可以配合微控制器等其它智能器件使用，以实现闭环余量微调系统，它可以将DC/DC转换器或LDO电源设定到任何电压，精度为目标值的±0.5%。

　　为了在要测试的电源轨上实现闭环余量微调，请执行下列步骤：

　　禁用6路DACx输出。

　　DACx输出电压设定为反馈节点电压

　　使能DAC

　　读取连接到VPx、VH或VXx引脚之一的DC/DC转换器输出的电压。

　　需要时，提高或降低DACx输出电压以调整DC/DC转换器输出电压。否则就停止，目标电压已经达到。

　　将DAC输出电压设定为某一值，使电源输出改变所需的幅度（例如±5%）。

　　重复该过程，直至达到该电源轨所需的电压

　　步骤1至3确保各DACx输出缓冲器开启时，它对DC/DC转换器输出的直接影响非常小。DAC输出缓冲器的作用是消除上电时的瞬变“毛刺”，因为缓冲器首先上电并跟随引脚电压，此时它不驱动该引脚。一旦输出缓冲器正确使能，缓冲器输入即切换到DAC，缓冲器的输出级开启，从而消除输出毛刺。

　　开关调节器的同步

　　在具有多个电源轨并使用一个以上开关调节器或控制器的系统中，由于内部开关频率的差异，这些器件之间可能会相互作用。这会引起拍频谐波，大幅提高电源噪声，严重影响EMI测试。幸运的是，许多开关控制器和调节器在设计上都支持内部时钟同步。LDO不存在这个问题，但其电流输出有限，并且在大多数情况效率较差，因此有时可能不合需要。

　　双通道开关调节器ADP2116 就是可同步器件的一个很好的例子。通过SCFG引脚，可将其SYNC/CLKOUT引脚配置为输入SYNC引脚或输出CLKOUT引脚。作为输入SYNC引脚，它可让ADP2116与外部时钟同步，两个通道以外部时钟频率的一半、彼此180°错相工作。

　　作为输出CLKOUT引脚，它可提供输出时钟，其频率是通道开关频率的两倍且90°错相。因此，一个配置为CLKOUT的ADP2116可以充当主转换器，为所有其它DC/DC转换器（包括其它ADP2116器件）提供外部时钟（图6）。配置为从器件时，它接收主器件的外部时钟并与之同步。通过同步系统内的所有DC/DC转换器，这种方法可防止产生能导致EMI问题的拍频谐波。

　　

　　图6. 利用外部时钟同步多个ADP2116

　　结束语

　　本文讨论多电源系统的处理方法。时序控制器、监控器、调节器和控制器具有非常高的功能集成度，便于设计工程师处理潜在的电源问题，而无需采用全部是分立IC的电路板。这些器件对设计工程师非常有用，可以提高设计成功的概率，降低重新设计的可能性和电路板开发延误的风险。

　　4、在系统中成功运用DC-DC降压调节器

　　智能手机、平板电脑、数码相机、导航系统、医疗设备和其它低功耗便携式设备常常包含多个采用不同半导体工艺制造的集成电路。这些设备通常需要多个独立的电源电压，各电源电压一般不同于电池或外部 AC/DC电源提供的电压。

　　图 1 显示了一个采用锂离子电池供电的典型低功耗系统。电池的可用输出范围是 3 V到 4.2V，而IC需要 0.8 V、1.8 V、 2.5 V和 2.8 V电压。为将电池电压降至较低的直流电压，一种简单的方法是运用低压差调节器（LDO）。不过，当VIN远高于 VOUT时，未输送到负载的功率会以热量形式损失，导致LDO 效率低下。一种常见的替代方案是采用开关转换器，它将能量交替存储在电感的磁场中，然后以不同的电压释放给负载。这种方案的损耗较低，是一种更好的选择，可实现高效率运行。本文介绍降压型转换器，它提供较低的输出电压。升压型转换器将另文介绍，它提供较高的输出电压。内置 FET作为开关的开关转换器称为开关调节器，需要外部FET的开关转换器则称为开关控制器。多数低功耗系统同时运用 LDO和开关转换器来实现成本和性能目标。

　　

　　图 1. 典型低功耗便携式系统

　　降压调节器包括 2 个开关、2 个电容和 1 个电感，如图 2 所示。非交叠开关驱动机制确保任一时间只有一个开关导通，避免发生不良的电流“直通”现象。在第 1 阶段，开关B断开，开关A闭合。电感连接到VIN，因此电流从VIN流到负载。由于电感两端为正电压，因此电流增大。在第 2 阶段，开关A断开，开关B闭合。电感连接到地，因此电流从地流到负载。由于电感两端为负电压，因此电流减小，电感中存储的能量释放到负载中。

　　

　　图 2. 降压转换器拓扑结构和工作波形

　　注意，开关调节器既可以连续工作，也可以断续工作。连续导通以连续导通模式（CCM）工作时，电感电流不会降至 0；以断续导通模式（DCM）工作时，电感电流可以降至 0。低功耗降压转换器很少在断续导通模式下工作。设计的，电流纹波（如图 2中的ΔI 所示）通常为标称负载电流的 20%到 50%。

　　在图 3 中，开关 A 和开关 B 分别利用 PFET 和 NFET 开关实现，构成一个同步降压调节器。“同步”一词表示将一个 FET 用作低端开关。用肖特基二极管代替低端开关的降压调节器称为“异步”（或非同步）型。处理低功率时，同步降压调节器更有效，因为 FET 的压降低于肖特基二极管。然而，当电感电流达到 0 时，如果底部 FET 未释放，同步转换器的轻载效率会降低，而且额外的控制电路会提高 IC 的复杂性和成本。

　　

　　图 3. 降压调节器集成振荡器、PWM控制环路和开关 FET

　　目前的低功耗同步降压调节器以脉宽调制（PWM）为主要工作模式。PWM保持频率不变，通过改变脉冲宽度（tON）来调整输出电压。输送的平均功率与占空比D成正比，因此这是一种向负载提高功率的有效方式。

　　

　　FET 开关由脉宽控制器控制，后者响应负载变化，利用控制环路中的电压或电流反馈来调节输出电压。低功耗降压转换器的工作频率范围一般是 1 MHz 到 6 MHz。开关频率较高时，所用的电感可以更小，但开关频率每增加一倍，效率就会降低大约 2%。

　　在轻载下，PWM 工作模式并不总是能够提高系统效率。以图形卡电源电路为例，视频内容改变时，驱动图形处理器的降压转换器的负载电流也会改变。连续 PWM 工作模式可以处理宽范围的负载电流，但在轻载下，调节器所需的功率会占去输送给负载的总功率的较大比例，导致系统效率迅速降低。针对便携应用，降压调节器集成了其它省电技术，如脉冲频率调制（PFM）、脉冲跳跃或这两者的结合等。

　　ADI公司将高效率轻载工作模式定义为“省电模式”（PSM）。进入省电模式时，PWM调节电平会产生偏移，导致输出电压上升，直至它达到比PWM调节电平高约 1.5%的电平，此时 PWM工作模式关闭，两个功率开关均断开，器件进入空闲模式。COUT可以放电，直到VOUT降至PWM调节电压。然后，器件驱动电感，导致VOUT再次上升到阈值上限。只要负载电流低于省电模式电流阈值，此过程就会重复进行。

　　ADP2138 是一款紧凑型 800 mA、3 MHz、降压 DC-DC 转换器。图 4所示为典型应用电路。图 5显示了强制 PWM工作模式下和自动 PWM/PSM 工作模式下的效率改善情况。由于频率存在变化，PSM 干扰可能难以滤除，因此许多降压调节器提供一个 MODE 引脚（如图 4 所示），用户可以通过该引脚强制器件以连续 PWM 模式工作，或者允许器件以自动 PWM/PSM 模式工作。MODE 引脚既可以通过硬连线来设置任一工作模式，也可以根据需要而动态切换，以达到省电目的。

　　

　　图 4. ADP2138/ADP2139典型应用电路

　　

　　图 5. ADP2138的效率：（a） 连续 PWM模式；（b） PSM模式

　　降压调节器提高效率

　　电池的续航时间是新型便携式设备设计高度关注的一个特性。提高系统效率可以延长电池工作时间，降低更换或充电的频度。例如，一个锂离子充电电池可以使用ADP125 LDO以 0.8 V电压驱动一个 500 mA负载，如图 6 所示。该LDO的效率只有 19% （VOUT/VIN × 100% = 0.8/4.2 × 100%）。LDO无法存储未使用的能量，因此剩余的 81%的功率（1.7 W）只能以热量形式在LDO内部耗散掉，这可能会导致手持式设备的温度迅速上升。如果使用ADP2138 开关调节器，在 4.2 V输入和 0.8 V输出下，工作效率将是 82%，比前一方案的效率高出 4 倍多，便携式设备的温度升幅将大大减小。这些系统效率的大幅改善使得开关调节器大量运用于便携式设备。

　　

　　降压转换器关键规格和定义

　　输入电压范围：降压转换器的输入电压范围决定了最低的可用输入电源电压。规格可能提供很宽的输入电压范围，但VIN 必须高于VOUT才能实现高效率工作。例如，要获得稳定的 3.3 V输出电压，输入电压必须高于 3.8 V。

　　地电流或静态电流：IQ是未输送给负载的直流偏置电流。器件的IQ越低，则效率越高。然而，IQ可以针对许多条件进行规定，包括关断、零负载、PFM工作模式或PWM工作模式。因此，为了确定某个应用的最佳降压调节器，最好查看特定工作电压和负载电流下的实际工作效率数据。

　　关断电流： 这是使能引脚禁用时器件消耗的输入电流，对低功耗降压调节器来说通常远低于 1µA。这一指标对于便携式设备处于睡眠模式时电池能否具有长待机时间很重要。

　　输出电压精度： ADI 公司的降压转换器具有很高的输出电压精度，固定输出器件在工厂制造时就被精确调整到±2%之内（25°C）。输出电压精度在工作温度、输入电压和负载电流范围条件下加以规定，最差情况下的不精确性规定为±x%。

　　线路调整率： 线路调整率是指额定负载下输出电压随输入电压变化而发生的变化率。

　　负载调整率： 负载调整率是指输出电压随输出电流变化而发生的变化率。对于缓慢变化的负载电流，大多数降压调节器都能保持输出电压基本上恒定不变。

　　负载瞬变：如果负载电流从较低水平快速变化到较高水平，导致工作模式在 PFM 与 PWM 之间切换，或者从 PWM 切换到 PFM，就可能产生瞬态误差。并非所有数据手册都会规定负载瞬变，但大多数数据手册都会提供不同工作条件下的负载瞬态响应曲线。

　　限流：ADP2138 等降压调节器内置保护电路，限制流经 PFET 开关和同步整流器的正向电流。正电流控制限制可从输入端流向输出端的电流量。负电流限值防止电感电流反向并流出负载。

　　软启动：内部软启动功能对于降压调节器非常重要，它在启动时控制输出电压缓升，从而限制浪涌电流。这样，当电池或高阻抗电源连接到转换器输入端时，可以防止输入电压下降。器件使能后，内部电路开始上电周期。

　　启动时间是指使能信号的上升沿至VOUT达到其标称值的 90%的时间。这个测试通常是在施加VIN、使能引脚从断开切换到接通的条件下进行。在使能引脚连接到VIN的情况下，当VIN从关断切换到开启时，启动时间可能会大幅增加，因为控制环路需要一定的稳定时间。在调节器需要频繁启动和关闭以节省功耗的便携式系统中，调节器的启动时间是一个重要的考虑因素。

　　热关断（TSD）： 当结点温度超过规定的限值时，热关断电路就会关闭调节器。极端的结温可能由工作电流高、电路板冷却不佳或环境温度高等原因引起。保护电路包括一定的迟滞，防止器件在芯片温度降至预设限值以下之前返回正常工作状态。

　　100%占空比工作： 随着VIN下降或ILOAD上升，降压调节器会达到一个限值：即使PFET开关以 100%占空比导通，VOUT仍低于预期的输出电压。此时，ADP2138 平滑过渡到可使PFET 开关保持 100%占空比导通的模式。当输入条件改变时，器件立即重新启动PWM调节，VOUT不会过冲。

　　放电开关： 在某些系统中，如果负载非常小，降压调节器的输出可能会在系统进入睡眠模式后的一定时间内仍然保持较高水平。然而，如果系统在输出电压放电之前启动上电序列，系统可能会发生闩锁，或者导致器件受损。当使能引脚变为低电平或器件进入欠压闭锁/热关断状态时，ADP2139 降压调节器通过集成的开关电阻（典型值 100 Ω）给输出放电。

　　欠压闭锁： 欠压闭锁（UVLO）可以确保只有在系统输入电压高于规定阈值时才向负载输出电压。UVLO 很重要，因为它只在输入电压达到或超过器件稳定工作要求的电压时才让器件上电。

　　结束语

　　低功耗降压调节器使开关DC-DC转换器设计不再神秘。ADI 公司提供一系列高集成度、坚固耐用、易于使用、高性价比的降压调节器，只需极少的外部元件就能实现高工作效率。

　　5、同步降压调节器ADP2118的简单应用

　　伴随着许多低功耗器件的应用，越来越多的降压调节器芯片很受电子工程师们的亲睐，在这里我向大家推荐一款我用过的同步降压调节器芯片ADP2118，具有低静态电流、同步、降压DC-DC调节器，特别是其4mm×4mm的LFCP封装，对于现在的产品要求小型化，更是特别的适合。

　　ADP2118采用2.3V至5.5V输入电压工作，输出电压可以在0.6V至输入电压Vin的范围内灵活调整。另外，ADP2118提供许多固定输出的，比如3.3V，2.5V等常用的低电压，只需在输入和输出端增加滤波电路就行，应用很简单的。下面我还是从5V转换为3.3V的典型电路上分析一下ADP2118的应用：

　　

　　从以上连接我们可以看出，ADP2118的外围电路非常简单，输入电压为5V，输出电压3.3V通过分压电阻R10和R11得到。作为同步降压型调节器，ADP2118的引脚：

　　Pin1为同步输入引脚，当此引脚与VIN相连时，PFM模式禁用，ADP2118仅工作在电流连续导通模式，此引脚与地连接时，PFM模式使能；

　　Pin2为频率选择，当连接至GND选择600Hz，连接至VIN时选择1.2MHz；

　　Pin3为跟踪输入，要跟踪主电压，从主电压的分压器引出电压来驱动TRK，如果不跟踪，就直接连接至VIN；

　　作为常用的电路，我们选择ADP2118工作在电流连续导通模式，工作频率为1.2MHz，不采用跟踪模式，故直接连接将Pin1、Pin2和Pin3至VIN引脚；

　　ADP2118的其余引脚，根据定义去连接，记得连接上输出电感和滤波电容哦。由于ADP2118根据负载的大小决定工作模式，当轻载时切换到PFM模式，中载至满载时切换到电流连续导通模式。经过测试，发现PFM模式下ADP2118输出电压的纹波远大于PWM模式下输出电压，故推荐使用PWM模式，即典型电路连接方式。

　　最后，也是ADP2118的特色，集成有软启动，用于限制输出电压上升时间并减少启动时的浪涌电流，软启动的固定时间周期为2048个时钟周期。

　　以上是我在应用ADP2118时的某些发现，希望能给大家的电源芯片选择方面带来某些帮助，将感到无比欣慰。谢谢！

　　6、用20位DAC实现1 ppm精度——精密电压源

　　高分辨率数模转换器（DAC）的常见用途之一是提供可控精密电压。分辨率高达20位、精度达1 ppm且具有合理速率的DAC的应用范围包括医疗MRI系统中的梯度线圈控制、测试和计量中的精密直流源、质谱测定和气谱分析中的精密定点和位置控制以及科学应用中的光束检测。

　　随着时间的推移，半导体处理和片内校准技术的发展，关于精密集成电路DAC的定义也不断变化。高精度12 位DAC一度被认为遥不可及；近年来，16 位精度已日益在精密医学、仪器仪表、测试和计量应用中得到广泛运用；在未来，控制系统和仪器仪表系统甚至需要更高的分辨率和精度。

　　高精密应用目前要求18/20位、1 ppm精度数模转换器，以前只有笨重、昂贵、慢速的Kelvin-Varley分压器才能达到这一性能水平——属于标准实验室的专利，几乎不适用于现实仪器仪表系统。针对这类要求且采用IC DAC组件，更便利的半导体1 ppm 精度解决方案已推出数年，但此类复杂系统需要使用多种器件，需要不断进行校准，还需十分谨慎才可取得理想精度，而且体积大、成本高（见附录）。长久以来，精密仪器仪表市场都需要一种更简单，具有成本优势，无需校准或持续监控，简单易用，而且提供保证性能规格的DAC。目前，从16 位和18 位单芯片转换器（如DAC）自然升级已成为可能。

　　AD5791 1 ppm DAC

　　半导体处理技术、DAC架构设计和快速片内校准技术的发展使稳定、建立时间短的高线性度数模转换器成为可能。这种转换器可提供高优于1 ppm的相对精度、0.05 ppm/°C温度漂移、0.1 ppm p-p噪声、优于1 ppm的长期稳定性和1MHz吞吐量。这类小型单芯片器件保证性能规格，无需校准且简单易用。AD5791及其配套基准电压源和输出缓冲的典型功能框图如图1所示。

　　

　　图1. AD5791典型工作框图。

　　AD5791是一款单芯片、20 位、电压输出数模转换器，具有额定的1 LSB（最低有效位）积分非线性度（INL）和微分非线性度（DNL），是业界首款单芯片1 ppm 精度的数模转换器（1 LSB@20位为220分之一 =1，048，576分之一 = 1 ppm）。该器件设计用于高精密仪器仪表以及测试和计量系统，与其他解决方案相比，其整体性能有较大提升，具有更高的精度、体积更小、成本更低，使以前不具经济可行性的仪器仪表应用成为可能。

　　其设计（如图2所示）采用精密电压模式R-2R架构，利用了最新的薄膜电阻匹配技术，并通过片内校准例程来实现1 ppm精度。由于AD5791采用工厂校准模式，因而运行时无需校准程序，其延迟不超过100 ns，可用于波形生成应用及快速控制环路。

　　

　　图2. DAC梯形结构。

　　AD5791不但提供出色的线性度，而且可具有9 nV/√Hz噪声密度、0.1 Hz至10 Hz频带内0.6 μV峰峰值噪声、0.05 ppm/°C温度漂移，且其1000小时长期稳定性优于0.1 ppm。

　　作为一种高电压器件，采用双电源供电，最高±16.5 V。输出电压范围由正负基准电压VREFP和VREFN决定，提供了灵活的输出范围选择。

　　AD5791所用精密架构要求使用高性能外置放大器来缓冲来自3.4 k? DAC电阻的基准源，为基准输入引脚的加载感应提供方便，以确保AD5791的1 ppm线性度。AD5791需要一个输出缓冲来驱动负载，以减轻3.4 k?输出阻抗的负担——除非驱动的是一个极高阻抗、低电容负载——或者衰减处于容限之内并可预测。

　　由于放大器为外置型，可根据噪声、温度漂移和速度的优化需要进行选择——并可调整比例因子——具体视应用需要而定。对于基准缓冲，建议采用AD8676 双通道放大器，其具有低噪声、低失调误差、低失调误差漂移和低输入偏置电流的特点。基准缓冲的输入偏置电流特性非常重要，因为过大的偏置电流会降低直流线性度。积分非线性度的降低（单位：ppm）为输入偏置电流的函数，一般表示为：

　　

　　其中，IBIAS 单位为 nA；VREFP和VREFN的单位均为伏特。例如，对于±10 V的基准输入范围，100 nA的输入偏置电流将使INL提高0.05 ppm。

　　输出缓冲的主要要求与基准缓冲相似——唯一例外是偏置电流，因为它不影响AD5791的线性度。但失调电压和输入偏置电流可能会影响到输出失调电压。为了维持直流精度，建议将AD8675 用作输出缓冲。高吞吐量应用要求使用较高压摆率的快速输出缓冲放大器。

　　表1列出了少数适用精密放大器的关键技术规格。

　　表1. 精密放大器的关键技术规格

　　AD5791具有设计时间更短、设计风险更小、成本更低、电路板尺寸更小、可靠性更高和保证性能规格的特点。

　　图3是一种电路示意图，其中以AD5791 （U1）作为精密数控1 ppm电压源，电压范围为±10 V，增量为20 μV；以AD8676 （U2）作为基准缓冲；以AD8675 （U3）作为输出缓冲。绝对精度取决于外置10 V基准电压源的选择。

　　

　　图3.采用AD5791数模转换器的1 ppm精度系统。

　　性能测量

　　该电路的重要指标是积分非线性度、微分非线性度和0.1 Hz至10 Hz峰峰值噪声。图4显示，典型INL处于±0.6 LSB之内。

　　

　　图4. 积分非线性度坐标图。

　　图5所示典型DNL为±0.5 LSB；在整个位跃迁范围内，输出均可保证单调性。

　　

　　图5. 微分非线性度坐标图。

　　0.1 Hz至10 Hz带宽内的峰峰值噪声约为700 nV，如图6所示。

　　

　　图6. 低频噪声。

　　AD5791仅仅是个开始：

　　1 ppm电路的复杂性

　　尽管AD5791一类的精密次 1 ppm元件已上市，但构建1 ppm系统并非易事，不能草率对待。必须全面考虑在这个精度级别出现的误差源。1 ppm 精度电路中的主要误差源为噪声、温度漂移、热电电压和物理应力。应遵循精密电路的构建技术，以尽量降低此类误差在整个电路中的耦合和传播效应，避免产生外部干扰。下面将简要总结这些考虑因素。更多详情请参阅参考文献。

　　噪声

　　工作于1 ppm分辨率和精度时，必须将噪声降至最低水平。AD5791的噪声频谱密度为9 nV/√Hz，主要源于3.4 k? DAC电阻的约翰逊噪声。为了尽量避免增加系统噪声，必须将所有外设的噪声贡献降至最低。电阻值应低于DAC电阻，以确保其约翰逊噪声贡献不会大幅提高方和根总体噪声水平。AD8676基准缓冲和AD8675输出缓冲额定噪声密度为2.8 nV/√Hz，远远低于DAC的噪声贡献。

　　通过简单的R-C滤波器，即可相对简单地消除高频噪声，但0.1 Hz至10 Hz范围内的1/f噪声却很难在不影响直流精度的情况下滤除。降低1/f噪声最有效的方法是避免其进入电路之中。AD5791在0.1 Hz至10 Hz带宽下产生约0.6 μV峰峰值噪声，远低于1 LSB（输出范围为±10 V时，1 LSB = 19 μV）。在整个电路中，1/f最大噪声的目标值应为0.1 LSB或2 μV左右，通过选择合适的元件即可达到此目标。电路中的放大器产生0.1 μV峰峰值1/f噪声；信号链中的三个放大器在电路输出端共产生约0.2 μV峰峰值噪声。加上来自AD5791的0.6 μV峰峰值噪声，预计总1/f噪声约为0.8 μV峰峰值，该值与图5所示测量值紧密相关。这为可能增加的其他电路（如放大器、电阻和基准电压源）等留出了充足的余量。

　　温度漂移

　　与所有精密电路一样，所有元件的温度漂移是主要误差源之一。减少漂移的关键是选择次 1 ppm温度系数的重要元件。AD5791具有极低的温度系数，为0.05 ppm/°C。AD8676基准缓冲的漂移系数为0.6 μV/°C，总共会向电路中增加0.03 ppm/°C的增益漂移；AD8675输出缓冲会再贡献0.03 ppm/°C的输出漂移；相加后为0.11 ppm/°C。缩放和增益电路中应使用低漂移、热匹配电阻网络。建议使用Vishay体金属薄膜分压器电阻系列300144Z和300145Z，其电阻跟踪温度系数为0.1 ppm/°C。

　　热电电压

　　热电电压是Seebeck效应造成的结果：相异金属结处产生与温度有关的电压。根据结处的金属元件，结果产生的电压位于0.2 μV/°C至1 mV/°C之间。最好的情况是铜铜结，产生的热电EMF不到0.2 μV/°C。在最糟糕的情况下，铜铜氧化物结可产生最大1 mV/°C的热电电压。对小幅温度波动的这种灵敏度意味着，附近的耗能元件或跨越印刷电路板（PCB）的低速气流可能产生不同的温度梯度，结果产生不同的热电电压，而这种电压又表现为与低频1/f 噪声相似的低频漂移。可通过消除系统中的相异结和/或消除热梯度来避免热电电压。虽然消除相异金属结几乎不可能——IC封装、PCB电路、布线和连接器中存在多种不同的金属——但使所有连接均保持整洁，消除氧化物，这种方法可以有效地减少热电电压。屏蔽电路使其不受气流影响，是一种有效的热电电压稳定方法，而且具有电屏蔽的增值作用。图7展示了开放式电路与封闭式电路在电压漂移上的差异。

　　

　　图7. 开放式系统和封闭式系统的电压漂移与时间关系。

　　为了消除热电电压，可在电路中增加补偿结，但必须进行大量的试验和重复测试，以确保插入结配对正确、位置无误。截至目前，最高效的方法是减少信号路径中的元件数，稳定局部温度和环境温度，从而减少电路中的结。

　　物理应力

　　高精模拟半导体器件对其封装承受的应力非常敏感。封装中的应力消除填充物具有一定的作用，但无法补偿因PCB变形等局部应力源在封装上直接产生的压力带来的较大应力。印刷电路板越大，封装可能承受的应力越大，因此即使在小型电路板上也应安装敏感电路——通过柔性或非刚性连接器与大系统相连。如果必须使用较大电路板，则应在敏感元件周围，在元件两面或（最好）三面割些应力消除切口，可极大地减少因电路板弯曲给元件带来的应力。

　　长期稳定性

　　在考虑噪声和温度漂移的基础上，还需考虑长期稳定性。精密模拟IC虽然非常稳定，但确实会发生长期老化变化。AD5791在125°C的长期稳定性一般好于0.1 ppm/1000 小时。虽然老化不具累积性质，但遵循平方根规则（若某个器件的老化速度为1 ppm/1000 小时，为√2 ppm/2000 小时，为√3 ppm/3000 小时等等）。一般地，温度每降低25°C，时间就会延长10倍；因此，当工作温度为85°C时，在10000小时的期间（约60星期），预计老化为0.1 ppm。以此外推，在10年期间，预计老化为0.32 ppm。即是说，当工作温度为85°C时，在10年期间，数据手册直流规格可能漂移0.32 ppm。

　　电路构建和布局

　　在注重精度的电路中，精心考虑电源和接地回路布局有助于确保达到额定性能。在设计PCB时，应采用模拟部分与数字部分相分离的设计，并限制在电路板的不同区域内。如果DAC所在系统中有多个器件要求模数接地连接，则只能在一个点上进行连接。星形接地点尽可能靠近该器件。必须采用足够大的10 µF电源旁路电容，与每个电源引脚上的0.1 µF电容并联，并且尽可能靠近封装，最好是正对着该器件。10 μF电容应为钽珠型电容。0.1 µF电容必须具有低有效串联电阻（ESR）和低有效串联电感（ESL），如高频时提供低阻抗接地路径的普通多层陶瓷型电容，以便处理内部逻辑开关所引起的瞬态电流。各电源线路上若串联一个铁氧体磁珠，则可进一步防止高频噪声通过器件。

　　电源走线必须尽可能宽，以提供低阻抗路径，并减小电源线路上的毛刺效应。利用数字地将快速开关信号（如时钟）屏蔽起来，以避免向电路板上的其他器件辐射噪声，并且不得靠近基准输入，也不得置于封装之下。基准输入上的噪声必须降至最低，因为这种噪声会被耦合至DAC输出。避免数字信号与模拟信号交叉，电路板相反两侧上的走线应彼此垂直，以减小电路板的馈通效应。

　　基准电压源

　　维持整个电路性能的是外部基准电压源，其噪声和温度系数直接影响系统的绝对精度。为了充分发挥1 ppm AD5791数模转换器的性能，基准元件和关联元件应具有与DAC不相上下的温度漂移和噪声规格。虽然离温度漂移为0.05 ppm/°C的基准电压源仍相去甚远，但0.1 Hz 至10 Hz范围噪声低于1 μV p-p的1 ppm/°C和2 ppm/°C基准电压源确实存在。

　　结论

　　随着精密仪器仪表以及测试和计量应用对精度的要求不断提高，人们正在开发精度更高的元件，以满足这些需求。此类器件具有1 ppm级精度规格，用户无需进一步校准，而且简单易用。然而，在设计这一精度级别的电路时，必须考虑多种现实环境因素和设计相关因素。精密电路性能的成功与否取决于对这些因素的考虑和理解是否到位，取决于选择正确的元件。