LTE测试电路图设计集锦 —电路图天天读（66）

　　LTE是由3GPP组织制定的UMTS，通用移动通信系统）技术标准的长期演进。LTE系统引入了OFDM（正交频分复用）和MIMO（多输入多输出）等关键传输技术，显著增加了频谱效率和数据传输速率，并支持多种带宽分配：1.4MHz，3MHz，5MHz，10MHz，15MHz和20MHz等，且支持全球主流2G/3G频段和一些新增频段，因而频谱分配更加灵活，系统容量和覆盖也显著提升。LTE系统网络架构更加扁平化简单化，减少了网络节点和系统复杂度，从而减小了系统时延，也降低了网络部署和维护成本。LTE系统支持与其他3GPP系统互操作。为此，本文介绍一些关于LTE测试电路设计。

　　TOP1 实现电压非接触稳定测量电路

　　非接触电压测量原理

　　非接触电压测量的原理类似于磁力仪测量磁场，不需要直接电气连接，通过电容耦合，利用位移电流来测量物体表面或自由空间的电压。将传感器电极放在电场中，感应电极与信号源之间将形成耦合电容，通过耦合电容信号源经过测量系统与地之间将构成一个分压电路，如图1所示。

　　

　　图1非接触电压铡量原理图

　　当耦合阻抗与系统输入阻抗相比可忽略不计时，系统相当于一个具有理想特性的电压计，可有效测量电压信号。因此，为了提高系统的灵敏度，在系统设计过程中，应该采用反馈等技术提高系统前端传感器的输入电阻，降低输入电容。通过测量空中两点电压的大小，根据电压与电场的关系，可以推导出空中电场的情况。

　　揭秘STM32多路电压测量电路

　　ADC控制电路模块

　　为了扩大测量范围和测量精度，本设计在 STM32的ADC前加入匹配电路。在ADC控制电路中，输入信号先经过射极电压跟随电路，然后经过分压电路，使输入信号满足AD603的输入要求。然后再经过射极电压跟随电路，输入ADC输入端。AD603的控制输入使用STM32的DAC，可以满足增益的要求。匹配电路以AD603为核心。AD603 为单通道、低噪声、增益变化范围线性连续可调的可控增益放大器。带宽90MHz时，其增益变化范围为-10dB~+30dB;带宽为9M时范围为 10~50dB.将 VOUT与FDBK短路，即为宽频带模式（90MHz宽频带），AD603的增益设置为-11.07dB~+31.07dB.AD603的5、7脚相连，单片AD603的可调范围为-10dB~30dB.AD603的增益与控制电压成线性关系，其增益控制端输入电压范围为±500mv，增益调节范围为 40dB，当步进5dB时，控制端电压需增大：

　　ADC匹配电路的电路图如图2所示。

　　

　　SD卡驱动电路

　　本设计中使用的SD卡为MicroSD，也称TF卡。MicroSD卡是一种极细小的快闪存储器卡，主要应用于移动电话，但因它的体积微小和储存容量的不断提升，现在已经使用于GPS设备、便携式音乐播放器、数码相机和一些快闪存储器盘中。MicroSD卡与SD卡一样，有SPI和SDIO两种操作时总线。SPI总线相对于SDIO总线接口简单，但速度较慢。我们使用SDIO模式。MicroSD卡在SDIO模式时有4条数据线。其实，MicroSD在 SDIO模式时有1线模式和4线模式，也就是分别使用1根或4根数据线。当然，4线模式的速度要快于1线模式，但操作却较复杂。本设计中使用的是SDIO 的4线模式。MicroSD卡的硬件连接图如图3所示。

　　

　　触摸屏电路

　　本设计在测量的通道和显示设置上，除了使用按键设置，还使用触摸屏进行设置。触摸屏使用芯片TSC2046控制，其硬件连接图如图4所示。

　　

　　在图4中，TSC2046可以采集触摸屏的点坐标，从而确定触摸的位置，进行人机交互。STM32单片机通过SPI总线与TSC2046通信，可以得到触摸信息。本设计使用触摸屏进行测量通道数的设置和测量速度的设置。

　　STM32在速度、功耗方面性能都更加优越，并且STM32价格较低，在成本上也有优势。适合于控制电子设备的设计。使用12位ADC，能够满足一定的测量精度，对于较高的测量要求，则需要使用更高精确度的ADC。但是使用高精度 ADC和DSP芯片，将很大的增加开发成本。本设计方案完成了多路电压测量的各项功能，但是还需要在使用中检测其稳定可靠性，以使设计更加完善。
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　　TOP2 运用AT89C205l智能检测控制电路

　　采用AT89C205l单片计算机芯片设计制作了一个用于该开水器的“智能检测控制电路”，可实时监控水箱水位和各组电热管的工作状态，一旦水箱水位异常或电热管发生故障，均可自动完成保护动作并给出相应的声、光报警信号，提示维修管理人员及时进行检修。该电路具有结构简单、制作容易、使用方便等优点。

　　AT89C205l“单片机”芯片IC1做为本电路的核心，C3和R3构成了简易的上电自动复位电路。JT、C1、 C2与IC1的相关引脚构成了“单片机”的时钟电路。IC1的 15个I/0口中仅使用了13个，其中，P1.1一P1.6作为控制面板各指示灯的输出控制口，分别通过一只限流电阻，接至一只LED发光二极管的负极上，低电平有效，直接驱动LED显示。P1.7为负载（电热管）控制口，通过一只限流电阻接至光电耦合器GO1的2脚，其1脚接至+5V，当P1.7为高电位时，GO1和三相固态继电器均截止，各电热管不加电工作。当P1.7为低电位时，GO1和三相固态继电器导通，各电热管均加电工作。P1.0为报警信号控制输出口，接至IC2的15脚。IC2的10-14脚与外圈元件接成了一个可控式音频振荡器，其15脚为控制端（高电平有效1，9脚为输出端，输出信号经IC3组成的音频小功率放大器放大后驱动扬声器发音。平时单片机的P1，0在软件控制下输出为低电平，则可控式音频振荡器处于停振状态，故扬声器中无声。当电路需要发出音频报警信号时，通过软件控制，使单片机的P1.0断续输出高电平信号，则可控式音频振荡器就会断续工作，使扬声器发出嘀、嘀、喃的报警声响。IC2的1-7脚组成了电热管工作状态监控信号电平转换电路。电热管工作状态传感器采用TAl420型，这是一种立式、穿芯、并可在印刷线路板上直接焊接安装的小型精密交流电流互感器（HGQ1~HGQ3），具有全封闭，机械和耐环境性能好，电压隔离能力强，外形美观，精度高，采样范围宽，应用灵活等特点。

　　电路中所需元件的规格参数均如下图中所标注。

　　

　　在使用时，要将各组电热管中的一根电源引线从该组对应的电流互感器的穿芯孔中穿过，这样，当各电热管工作正常时，穿过各电流互感器的电热管电源连线中就会有交流电流通过，由于互感作用，在各电流互感器的线圈端就会产生出互感的交流信号，该信号分别经Q1- Q3三组整流桥变换为高电平的直流信号电压，分别接至IC2的2、4、6（7）脚，经IC2将高电平变换为低电平后分别从1、3、5脚输出，接至单片机的 P3.4、P3.5、P3.70显然，如果某组电热管不工作，其对应的电流互感器就不会有感　　应信号输出，而IC2与其对应的输出端也不会有低电平信号输出，这样，通过与软件配合，即可对各电热管的工作状态进行准确识别并通过各对应的发光二极管给出相应的指示。DWI~DW3稳压二极管主要起保护作用，用于防止电流互感器的输出信号超过IC2的VCC工作电压（+5V）而使IC2相关输入端损坏。水位信号传感器采用一只常通（水位正常时接通）型浮子式液位开关，由其串接在GO2的输入控制回路中，GO2的输出端接成“反相器”电路，从5脚输出并被接至单片机的P3，3，通过与软件配合，即可对水位状态进行准确识别并通过对应的LED给出“缺水”报警的发光信号。

　　DSP芯片TMS320F2812泄漏电流测试系统电路设计

　　泄漏电流是指在没有故障施加电压的情况下，电气设备中相互绝缘的金属零件之间，或带电零件与接地零件之间，通过其周围介质或绝缘表面所形成的电流。也包括当人触及电器设备时，由设备经过人体到达大地的电流或由设备经人体又回到设备的电流。它是衡量电器绝缘性好坏的重要标志之一，也是产品安全性能的主要指标。泄漏电流测试系统内部应当根据不同的标准，或者说最符合人体实际阻抗情况，具备一组或者几组由特定阻抗值和满足一定功率要求的电阻和电容组成的电路来模拟人体触电。通过将人体阻抗网络连接人体可能触电的待测仪器部件，测量流过人体阻抗网络的电流。测控系统由PC机、DSP芯片TMS320F2812控制系统以及外围扩展功能电路、泄漏电流采集信号调理电路、DSP与PC通信接口电路构成，采集、计算、显示和存储进而分析被测仪器泄漏电流特征值。

　　高度放大与线性隔离电路的设计

　　按照对泄漏电流测试的最新标准要求，要求对50Hz～1 MHz的泄漏电流进行检测。所以对放大器的频带范围要求很高，本文选用低噪声精密运算放大器HA7-5127-5，其通频带宽达8．5 MHz，满足大于1 MHz的要求。前级电压跟随电路以及放大电路如图3所示。

　　

　　图中，被测设备泄漏电流经过单一模拟人体阻抗网络，将电流信号转换成电压信号，钳形二极管电路起保护作用，防止正负电压过高。后加跟随放大器U1匹配阻抗和使信号稳定，放大器U2对微弱泄漏电流信号进行放大，通过RP1调整电路的放大增益，以便于观察和采集。

　　在泄漏电流隔离数据采集电路中，需要隔离的信号有ADC控制信号（直流电平）、ADC工作时钟信号（几兆甚至更高频率的信号），在这样的应用条件下，如果用普通的光耦隔离器件，只能隔离直流或者低频信号，所以采用光耦技术很难满足对泄漏电流隔离的需求。而磁耦隔离器件不能传输低频信号以及直流信号，且磁耦隔离对数字信号的传输性能较好，即使传输模拟信号，也会引起信号的失真，解决方法就是可以对需要传输的模拟信号进行电平抬高，使得模拟信号的最小电流值可以驱动隔离器件工作，才会保证被传输信号的不失真。另外一个解决的方法就是如果将需要传输的低频信号调制到高频载波上，再用磁耦合隔离电路隔离传输，在接收端再用解调电路提取出低频信号，可以实现用磁耦合隔离电路传输低频信号的目的。本文设计的新型磁耦合隔离电路不用调制和解调电路就可以实现低频和直流信号的磁耦合隔离传输，而且电路结构简单、功耗小，信号传输延迟很小。

　　

　　电路说明：光耦U2用于正极性信号的隔离，光耦U3用于负极性信号的隔离。在隔离电路中，R2调节初级运放U1输入偏置电流的大小，C3起反馈作用，同时滤除了电路中的毛刺信号，避免HCNR201的铝砷化镓发光二极管LED受到意外冲击。R1可以控制LED的发光强度，从而对通道增益起一定的控制作用。HC-NR201是电流驱动，其工作电流要求为1～20 mA。由于是隔离双极性信号，因此采用双电源供电的HA7-5127-5运算放大器，其输出电流可达25 mA。R3是采样电阻，将光耦输出电流转变为电压信号，与运放U1组成电压跟随电路，实现输入输出电路的阻抗匹配。在图5线性光耦电路中，隔离电路的隔离电压增益，该隔离电路的隔离增益只与电阻值R3，R2有关，与光耦的电流传输特性无关，从而实现了电压隔离。

　　电平抬高电路的设计

　　由于TMS320F2812内部集成的A／D采样范围为0～3 V，在采集信号进行光耦隔离之前，可以调节放大器的增益，使被采集的电压信号落到-1．5～+1．5 V范围之内，然后设计一个+1．5 V的基准电压源将被采集信号进行电平抬高，这样就可以保证采样信号在0～3 V的范围内，电路如图6所示。

　　

　　实现了电平抬高的目的，Ui的取值范围是-1．5～+1．5 V，Uo的取值范围是0～3 V。此时被采集信号在0～3 V输入电压范围之内，满足要求。

　　TOP3 智能照明控制环境光测量与计时电路

　　户外照明通常是由人工操作机械开关控制照明系统的打开或关闭。为了节省能源，您可能不希望整个晚上都在某个区域开启照明系统，这种情况下，如果能够精确地控制照明系统，在必要的时候自动打开或关闭照明系统，将会带来更多的便利条件。利用控制器可以检测环境光强，天黑时打开照明灯并保持一定的时间间隔，然后在指定时间自动关闭照明灯。早上，则对该过程进行反向操作。如果预定时间内环境光强仍低于预设的照明门限，系统将打开照明灯。环境光足够亮时，系统将关闭照明灯。利用环境光传感器（ALS）检测、测量环境光强，据此设计智能化照明控制器并不困难。由于控制器配备实时时钟（RTC），还可在规定的时间打开或关闭照明系统。本文介绍的管理系统可用于市电照明系统。

　　集成系统组件

　　本设计中的照明控制器利用ALS测量环境光亮度，目前市场上有两种不同的ALS：一种输出与环境光亮度成比例的模拟电压，另一种提供数字输出。本系统采用数字输出ALS。控制器需要知道准确的时间，所以采用实时时钟（RTC）。考虑到可能发生断电，所以时间信息需要备份电池。通过用户界面设置时间和其它参数。这里的用户界面包括两个7段LED显示器和一个按钮。短按按钮时，系统显示时间和其它参数；长按按钮时，可调整时间和参数。系统具有自动/手动开关，以使能手动控制照明灯。系统由市电供电，照明系统通过一个继电器接通/断开电源。系统的数字信号与市电采用电气隔离。

　　人工操作模式下，自动/手动开关必须切换至手动位置。手动模式下，继电器保持导通，照明系统由标准的墙上控制开关打开/关闭。手动/自动开关处于自动模式时，墙上控制开关必须打开，以确保控制器正常工作。如果墙上开关未打开，控制器将无法控制照明。照明系统可能包含多盏照明灯。

　　

　　图3 系统原理图

　　凭借现代化半导体技术，系统可按照预设方式测量环境光亮度并控制照明系统的开启/关闭。本文介绍了如何设计可基于环境光和时间信息实现智能化照明管理的控制器方案，该系统理想用于市电照明系统。

　　采用NE555定时器环境湿度测试仪系统电路

　　湿度频率转换电路采用NE555定时器，成本低，性能可靠，只需要外接几个电阻、电容，就可以实现多谐振荡器、单稳态触发器及施密特触发器等脉冲产生与变换电路。本电路其与湿敏电容HS1100和电阻等构成多谐振荡器，通过恰当设置电路中的电阻值，输出方波，实现湿度监测量向频率信号的转换，通过频率信号的高低我们就可以得知环境湿度是否正常。基准频率振荡器和频率电压转换器都采用十四位串行计数器CC4060，它采用CNOS制作工艺、标准DIP-8封装的14位二进制串行计数／分频器集成电路，振荡器的结构可以是RC或晶振电路。CC4060复位端为高电平时，计数器清零且振荡器使用无效；复位端为低电平时，由外接的振荡定时元件控制产生一定频率的信号，并可以输出4分频到 10分频，12分频到14分频的脉冲信号。本电路的基准频率振荡器由CC4060及其定时元件组成，产生的频率信号经 12分频后送至D触发器，为D触发器提供时钟脉冲。频率电压转换器则利用的是CC4060的分频功能，将NE555定时器输出的频率信号送至 CC4060，经12分频后输出至D触发器输入端，根据环境是否潮湿产生相应的电平，驱动D触发器工作输出控制电平。输出控制电路可以根据实际需要采取相应的电路，本电路的输出控制部分由三极管控制继电器实现，D触发器输出的高电平，使三极管导通驱动继电器动作，产生报警信号或驱动干燥电路工作，使环境湿度恢复到正常值范围。

　　湿度监测及湿度频率转换电路

　　

　　C是湿敏电容HS1100，容量会随着环境湿度的变化而改变，使②脚和⑥脚的充放电时间常数发生变化，改变③脚的输出信号的频率，实现环境湿度的变化转换为频率的变化，由非电量转变为电量。⑤脚外接电阻R3的阻值为910 kΩ，与集成电路内接的电阻5 kΩ相差很大，所以一般基准电压就可以认为是电源电压VCC，R1的阻值50 kΩ，湿敏电容常态下为180pF，R2的阻值一般为576 kΩ左右，可根据调试的需要串联电位器，实现最佳的控制精度。由以上数值可算出③脚常态下输出的脉冲周期T=（R1+2R2）Cln2，为0．15ms左右，则频率在6 667 Hz左右，当环境湿度增大为90％RH时，频率会减少到6 186 Hz左右，引起后续电路动作，实现增干和报警。

　　基准频率振荡器

　　

　　基准频率产生电路主要由十四位串行计数器CC4060实现，CC4060⑨⑩脚外接基准频率定时元件，产生信号由脚送入CC4060，本电路C1为 0．01ΩF，R4为2．7 kΩ，RP1为4．7 kΩ电位器，通过调节电位器，可以产生周期为0．059 4 ms～0．162 8ms，频率为16．8 kHz～6 kHz信号（f=1／2．2（RP1+R4）C1），此信号经12分频后可以得到4 Hz～1．5 Hz的频率，由①脚输出，进入D触发器CD4013③脚，为频率电平转换提供时钟脉冲。Q1、Q2两个三极管构成线与电路，正常工作时Q1或Q2有一个导通，则复位端脚为低电平，计数器正常工作，当⑦脚4分频输出和①脚12分频输出同时为高电平时，Q1和Q2同时输出高电平，计数器清零，重新开始计数，这个电路主要保证监测电路工作一段时间（0．33ms～1 ms）自动清零一次，避免长时间出现数据错误影响电路正常工作。R5、R6一般都为10 kΩ，R7为47 kΩ，D1为1N4148，Q1、Q2为1015。

　　频率电压转换电路

　　

　　频率电压转换电路主要由十四位串行计数器CC4060和四D触发器CD4013组成，由NE555③脚送来的频率信号，由CC4060 U2的脚送入计数器，经十二分频后由①脚输出，常态频率为1．6 Hz，湿度增大到90％RH时，频率降为1．5 Hz，送至D触发器CD4013⑤脚，同时输出高电平使Q3导通，锁存进入的信号电平，阻止后面的脉冲信号再次进入CC4060 U2，防止出现干扰，D触发器在CC4060 U1的时钟脉冲（频率为4 Hz～1．5 Hz）控制下，在CD4013①脚输出高电平，控制继电器工作，带动报警或增干电路工作。D触发器工作与否显然取决于CC4060 U1送入的时钟脉冲，U1和U2输出的脉冲下限频率是一样的，这显然无法控制D触发器正常工作，这就需要我们在调试的过程中，轻微调节RP1，使 CC4060 U1输出的时钟频率稍高于1．5 Hz，但低于1．6 Hz（对着湿敏电容吹气增回湿度的方法调试），就能保证电路在常态时D触发器不工作，当湿度超过90％RH时，D触发器输出高电平，驱动后面电路工作。 R9为2．2 kΩ，R10为10 kΩ，R11可以和R7合为一个电阻，Q3为1815。

　　输出控制电路

　　

　　输出控制电路采用三极管驱动继电器实现，将CD4013①脚输出的电平信号送至NPN型三极管1815的基极。常态时，CD4013①输出低电平，三极管截止，继电器释放；当湿度超过规定量时，CD4013输出高电平，三极管导通，继电器吸合，报警和增干电路工作。用湿敏电容HS1100、十四位串行计数器CC4060、D触发器CD4013等组成的环境湿度测试仪，具有操作简单，调试方便，体积小，精度高等优点，对于一般的电子爱好者都可以轻松调试成功。

　　TOP4 PCI总线集成电路测试仪接口电路

　　目前广泛用于集成电路封装测试的设备是由计算机软件控制，通过接口总线与硬件设备通信，能够代替测试人员的大部分劳动，也称为自动化测试系统（ATE）。其工作原理是：在计算机中使用测试软件编写待测芯片的测试程序，编写测试程序的过程就是利用程序语言实现对测试系统硬件资源的调度，将测试图形应用于被测集成电路的管脚；使用测试软件执行测试程序，这个过程需要计算机与测试系统进行通信，调用测试系统硬件电路的驱动函数，将控制命令经计算机的 I／O接口发送至测试硬件相应的端口；测试仪硬件接口经过译码电路译码之后驱动硬件动作实现既定的测试功能；测试的数据结果通过计算机的I／O接口返回；计算机对结果数据进行分析处理、按一定的标准进行判别，将测试结果进行显示、控制分选机对被测器件进行分选。

　　PCI总线的信号定义

　　PCI总线的信号主要包括PCI总线信号、E2PROM接口信号和局部总线信号。主要信号的电路连接图如图所示。

　　

　　E2PROM的控制信号

　　PCI总线接口芯片的配置信息需要通过E2PROM存储并在没备复位时加载。PCI9030的信号线 EECS，EESK，EEDI和EEDO是专门用于E2PROM的连接，本没计选用的E2PROM是NM93CS66L，该芯片拥有一个4 KB容量的低电平串行存储器，在对芯片PCI9030执行复佗操作时加载存储信息，从而使PCI接口卡实现即插即用的功能。PCI9030与 NM93CS66L的电路连接如图所示。

　　

　　利用PCI专用接口芯片与FPGA结合可以实现PCI接口电路的简化设计，缩短开发周期；SDK软件开发包可以很轻松地完成PCI芯片的配置和调试，在 Windows XP操作系统中利用VC6．0软件开发工具加载SDK中的API函数库可以实现用于集成电路测试的PCI驱动程序的设计。通过该接口电路实现了利用PC软件控制硬件电路完成IC测试的功能。

　　智能型电缆测试系统电路设计

　　智能型电缆测试系统采用单片机和工控机相结合的方案实现了， 经实际测试。详细说明了基于单片机的硬件电路设计原理和工程应用方案 。 绝缘关系的测试电缆测试系统达到了设计要求，大幅度提高了洲试的效率和准确性。随着航空设备自动化程度的不断提高， 也很大程度地影响着设备的正常工作。由于多芯电缆芯数增多，其互联关系也变得更复杂已 ， 这就要求电缆测试设备具备更多的测试点数。传统的手动测试方法费时费力，准确性差， 本文提出了一种针对航空多芯电缆故障检测的新方案 。 批量生产的需要 ， 经不能满足工程化并阐述了系统构成和测试原理。

　　导通测试电路

　　由于导通电阻很小，一般为欧姆级，容易受到外界干扰的影响，惠斯登电桥的两臂同时对电源的微小变化做出反应，将输出信号送入差分放大器，从而消除了共模干扰，可以提高测试的准确性。其原理如图3所示。

　　

　　在图3中：R1，R2和R3组成基准电路;R4，R5和Rx 串联起来组成主测试回路。当待测电阻Rx 为零时，调整R1使电桥处于平衡状态，即U1=U2，电路输出约为零，同时产生基准比较电压U1。在电路正常工作情况下，Rx 串联进入电路后，电桥的平衡被打破，U2变小，U1和U2经过运放OP497的隔离后送入差分放大器INA145进行放大，放大后的电压信号送入12位精度的MAX197进行采样。

　　绝缘测试电路

　　对于绝缘测试电路而言，由于输入测试电压为500～1 000 V，对干扰不太敏感，所以绝缘测试电路采用相对简单的电阻分压法来实现。

　　

　　在图4中：Rx 为被测两根导线间的绝缘电阻;Kat，Kab 分别是Rx 的输入控制继电器和输出控制继电器，由译码电路选通，二极管D1保护电源;R1，R2和R3组成分压测试电路，R4 为限流电阻，C1 为了滤除杂波的干扰，测试回路的分压值经运放后输入放大电路;MAX6176为高精度低噪声基准电源，经过分压电路和跟随器后为放大电路INA145提供基准比较电压，INA145把放大后的信号送给MAX197进行采样。

　　TOP5 智能化频率特性测试仪系统电路

　　继电器译码电路的作用是在单片机的控制下将1 536个测试点中的某两个测试点接入相应的测试电路。比如译码电路选中测试点1的输入继电器Kat和测试点2的输出继电器Kab，外部的被测电缆通过这两个测试点接入相应的测试电路，从而实现了导通或者绝缘测试。为了实现这样的功能译码电路可以分为地址锁存电路，输入继电器译码电路和输出继电器译码电路。以输入地址锁存电路为例，其原理如图5，图6所示。

　　

　　单片机P0口作为数据总线将地址信号送给锁存器74HC573，同时P2.4，P2.5，P2.6，P2.7驱动HC138译码器形成锁存有效信号，使地址信号锁存在74HC573，由于地址信号为11位，所以需要单机发送两次地址信息。当11位地址准备完毕后，由单片机发送地址有效信号，将地址信号送给译码电路。

　　

　　输入继电器译码电路和输出继电器译码电路具有相同的电路结构，以输入继电器译码电路为例，可以分为三级译码电路，每一级译码电路由总线隔离芯片 74HC245，3～8线译码器74HC138和其他逻辑控制电路组成。第一级译码电路由11位地址信号中AT10，AT09，AT08，AT07组成，负责选择12块单板中的某一块;第二级译码电路由AT06，AT05，AT04，AT03组成，负责选择某块单板中的某一行;第三级译码电路由 AT02，AT01，AT00组成，负责选择某块单板中的某一列，这样行列交叉就选中某一个测试点的输入继电器驱动电路，从而将该测试点接入了测试电路。地址信号在单板与单板之间经过74HC245的隔离，防止其驱动能力下降。

　　智能化频率特性测试仪系统电路设计

　　传统扫频仪的信号源大多采用LC 电路构成的振荡器，大量使用分立元器件来实现各功能，显示部分采用传统的扫描显示器。因此传统结构的扫频仪不仅结构复杂、体积庞大、价格昂贵、操作复杂，而且由于各元件分散性大，参数变化容易受外部环境变化影响，精度不高。目前，以Agilent 等为代表的仪器生产厂家提供了多种高性能的频率特性测试仪。但其产品主要集中在射频、微波等高频领域，中低频段的产品相对缺乏。本文基于直接数字频率合成（DDS）的技术思想，采用DSP 和FPGA 架构的现代数字信号处理技术，设计了一台低成本，高度数字化和智能化的频率特性测试仪，实现了对20 Hz~150 MHz 范围内任意频段的被测网络幅频特性和相频特性测量和显示，完成了数据存储回放和传输，-3 dB 带宽计算，峰值查找等功能。幅度检测精度达到1dBm，相位检测精度1°的指标。

　　控制与数据处理单元

　　ADSP-BF532和FPGA（EP1C3） 是控制与数据存储处理单元的核心。DSP 通过PPI、SPI 和PF 接口与FPGA 进行双向数据通信，实现键盘读取，DDS 扫描，A/D 采集，LCD扫描等功能，通过UART 单元与计算机实现数据传输和远程控制。FPGA 完成了TFT_LCD和VGA 同步显示时序转换、键盘扫描、SPI 通信和信号分配等功能。另外，DSP 通过EBIU单元连接AM29LV800和MT48L32M16分别作为程序与工作状态存储器和数据存储与显示缓存。

　　

　　AD9958采用25 MHz 外部时钟输入，经内部PLL 倍频后产生500 MHz 内核工作时钟。输出信号为两路同频的正弦和余弦信号。为避免数字噪声对信号产生干扰，芯片的3.3 V 数字供电与模拟供电部分需采用型网络隔离，并对模拟地接小电阻到地平面以隔离干扰。由于芯片输出为电流信号，需采用51Ω上拉到1.8 V 转换为电压信号，经LFCN-160集成滤波器滤除高频噪声，并采用差分运放AD8312抵消共模噪声。输出信号电平范围为-10~- 3dBm.AD9958信号输出原理如图5所示。仪器实现了对20 Hz~150 MHz 范围内任意频段的被测网络幅频特性和相频特性测量、数据存储、回放、峰值查找以及-3 dB 测量，Q 值查找等计算。由于大量采用大规模集成电路，不仅提高了系统的集成度，减小了体积，而目提升了仪器的性能和稳定性。实现了数字化、智能化、低成本。目前仪器已进人生产阶段。

　　TOP6 环路供电型热电偶温度测量电路设计

　　本文为大家带来的是一款14位4-20mA 环路供电型热电偶温度测量系统电路设计图，该电路是一完整的环路供电型热电偶温度测量系统，使用精密模拟微控制器的PWM 功能控制4 mA 至20 mA 输出电流。具有更高分辨率的 PWM 驱动4mA 至 20mA 环路的优势，支持温度范围为−200° C 至+350° C 的 T 型热电偶。

　　电路功能与优势

　　图1所示电路是一款完整的环路供电型热电偶温度测量系统，使用精密模拟微控 制器的 PWM 功能控制4 mA 至20 mA 输出电流。

　　

　　图1. ADuCM360控制4 mA 至20 mA 基于环路的温度监控电路

　　电路原理：本电路将绝大部分电路功能都集成在精密模拟微控制器 ADuCM360上，包括双通 道24位Σ -Δ 型 ADC、 ARM Cortex ™-M3处理器内核以及用于控制环路电压高达28 V 的4 mA 至 20 mA 环路的 PWM/DAC 特性，提供一种低成本温度监控解决方案。 其中， ADuCM360连接到一个 T 型热电偶和一个100Ω 铂电阻温度检测器（RTD）。 RTD 用于冷结补偿。 低功耗 Cortex-M3 内核将 ADC 读数转换为温度值。 支持的 T 型热电偶温度范围是−200° C 至+350° C，而此温度范围是4mA 至20mA。 本电路具有以更高分辨率的 PWM 驱动4mA 至20mA 环路的优势。 基于 PWM 的输出提 供14位分辨率。电路采用线性稳压器ADP1720 供电，可将环路加电源调节至 3.3 V，为 ADuCM360、运算放大器 OP193和可选基准电压源 ADR3412提供电源。

　　uPSD3234反射式红外心率检测仪电路设计

　　本文提出了一种基于uPSD3234的反射式红外心率检测仪的设计方案。方案以单片机uPSD3234作为系统的核心部件，采用匹配滤波等数字信号处理方法得到心率数据，将微电子技术与生物医学工程技术紧密地结合在一起，达到 了方案设计的要求，实现了对人体心率的测量。脉搏波源于心脏搏动并由心脏向外周动脉传播。它所呈现出的形态、强度、 速率和节律等综合信息， 很大程度上反映出人体心血管系统中许多生理病理的血 液特征。心率是一项重要的生理指标。它是指单位时间内心脏搏动的次数， 是临 床常规诊断的生理指标。为了测量心率信号，有许多技术可以应用，例如：血液测量，心声测量，ECG 测量等等。本文探讨利用血液的高度不透明性及组织与血液透光性的极大 差异，通过光电脉搏传感器获取脉搏信号，经过模-数转换（A/D）后，采样数据经数字化分析处理，以实现对人体心率的测量。

　　心率信号采集预处理电路

　　脉搏信号采集预处理电路主要是将脉搏波转换成电信号， 并进行初步高频滤 波预处理。 其关键部分就是光电式脉搏传感器。 光电式脉搏传感器按光的接收方 式可分为透射式和反射式两种。 反射式不仅可以精确测得血管内容积变化， 而且在实际应用中反射式只需将传感器接触身体任何部位， 当照射部位的血流量随心脏跳动而改变时， 红外线接 收探头便接收到随心脏周期性地收缩和舒张的动脉搏动光脉冲信号， 从而采集到 心脏搏动信号。

　　

　　本设计采用了反射式红外传感器。光电式脉搏传感器采用红外对 管 KP-2012F3C 和 KP-2012P3C，反射式排列。 KP-2012F3C 具有良好的表皮 照明度，电流一般设在20mA，亮度由软件通过 PWM 电流来进行控制，这样能 够使红外 LED 工作在饱和区域，发出稳定光强的光。KP-2012P3C 晶体管采 用交流耦合结构来增强对微弱信号放大。 经晶体管 检测出来的信号采样时分两路。 一路是直流信号线路。 它是晶体管输出经射随输 入单片机的 A/D 转换通道口0， 可用来检测晶体管是否处于有效工作状态； 另一 路是交流信号线路。 它是先经一射极跟随器输入到两级滤波成形电路然后再输入 单片机的 A/D 转换通道1.该滤波 电路为两级带通滤波电路， 由于脉搏波的频谱 蕴含丰富病理信息，特别是在5~40Hz 这个区间的频谱携带了大量与冠心病病 变有关的信息，故考虑到今后功能的 扩展，预处理电路的上下限频率设计为48Hz 和0.86Hz。

　　激光检测指示装置系统电路设计

　　激光在工业中应用比较广泛，以往在测量和指示领域中往往通过肉眼来观察其作用效果。下面介绍一种装置，使其能检测激光（红光650nm），并通过相关的电子线路用指示灯报警、指示，从而代替人眼，提高测量和指示精度。

　　激光及其电路

　　本设计对激光器的要求是性价比要高，能够发射650nm 的红光。综合考虑到：半导体激光器技术成熟较早、发展较快，它的波长范围宽，制作简单、成本低，并且体积小、质量轻、寿命长，因此选用了半导体激光器。由于设计初期考虑此项目是应用到齿轮校正上，因此选用了毫瓦级的一字线式半导体激光器。

　　

　　半导体激光器的运行与驱动电源有很大的关系，瞬态的电流或电压尖峰等许多因素都很容易损坏激光器。设计了一个电源检测电路，利用了maxim 公司的MAX810。MAX810是一种单一功能的微处理器复位芯片，用于监控微控制器和其他逻辑系统的电源电压，它可以在上电、掉电和节电情况下向微控制器提供复位信号。当电源电压低于预设的门槛电压时，器件会发出复位信号，直到在一段时间内电源电压又恢复到高于门槛电压为止，MAX810有高电平有效的复位输出。MAX810的阈植电压为2.63V，它是针对3V 电源设计的。当电源电压下降到低于复位阈值时就会产生复位信号，这个复位信号会一直保持到至少在140ms 中电源电压高于阈值电压，之后复位信号释放。这段延迟时间帮助在电源电压不稳定的情况下保证有效的复位信号。电路如下图所示。

　　TOP7 检测电路与信号处理电路

　　检测电路由两部分组成：子检测电路和主检测电路。子电路通过带状线与主电路连接在一起。最多可连接四个子电路。子检测电路主要是光电三极管电路。当光照在光电三极管基区时，产生电子空穴对，电子被加有反向偏压的收集区内部强电场扫入收集区，形成较大的收集极电流，同时在与它串联的电阻上形成压降的变化。电路如下图所示。

　　

　　主检测电路是由555集成电路组成的信号检测电路和由SC2262组成的无线发射电路组成。信号检测电路如下图所示。

　　

　　本部分电路所用电源为9V，因此当输入信号小于3V 时，输出高电平：当输入信号大于6V 时输出低电平。同时驱动三极管并把信号发送给无线发射电路。其中图中C1、Dl、R1组成复位电路，在接通电源的一瞬间，电容C1相当于短路，即第4脚为低电平，不管2脚和配对使用，最多有12位三态编码。电路具有省电模式，可用于无线电和红外线遥控发射等应用。设计中应用的发射模块能发送四位数据给接收端。

　　信号处理及指示电路

　　本电路包括电源、无线接收、信号处理、状态指示四部分组成。由于本部分电路应用5V 电源，因此应用到DC/DC 变换器，把3V 变为5V。MAX641是美国MAXIM 公司生产的升压型DC/DC 变换器，MAX641的功耗电流小于135μA，而同时其转换效率却高达80%。电路如下图所示。

　　

　　该电路由开关功率管V1、存贮电感L 和续流二极管D7所组成。通过芯片内部的误差比较器同内部振荡器协同工作，使N-沟道功率MOSFET 开合，使电感存储释放能量，使输出电压固定为5V。同时电路有低电压指示电路。当电压低于设定值时D8发光。无线接收电路是由SC2272及其附属电路组成的，接收四位数据。然后把数据传送给信号处理电路。信号处理电路是由数字逻辑电路组成的。设四位数据分别为A、B、C、D．使逻辑电路完成一个功能，当一位数据有效时Y1高电平；当二位数据有效时Y2高电平；当三位数据有效时Y3高电平；当四位数据有效时Y4高电平。此功能可以检测光电三极管有效的位数，以此来确定被测物体状态。

　　TOP8 抗干扰定型机数据采集器系统电路设计

　　电源电路的抗干扰设计

　　定型机由十多台电机构成，对供电电网会造成较大的波动，对数据采集器的干扰较大。为了防止供电电源对数据采集器的干扰，应该在供电电源与数据采集器之间加入交流稳压器，使得数据采集器的供电电源处于稳定状态。定型机为感性负载，在电源中会有高频干扰信号，因此还要在电源电路中加入如图2所示的平行滤波器，消除高频干扰信号通过电源线路对数据采集器的干扰。

　　另外为了防止数据采集器中的模拟电路、数字电路和单片机之间通过电源进行相互干扰，采取了对上述三大部分电路进行独立供电的方式，如图3所示。

　　

　　数字信号采集端的抗干扰设计

　　数据采集器需要采集的车速信号、上下超喂信号、风速等直接由变频器输出，导致信号的干扰非常的严重。经过测定，有效信号的峰峰值在4V 到12V 之间改变，频率在几百赫兹到两千多赫兹改变。干扰信号的峰峰值在1V 到4V 之间改变，频率在5KHZ 左右。

　　

　　干扰信号和有效信号还有另外一个特点，那就是干扰信号和有效信号会随着车速、风速的快慢而改变。抗干扰的方法如图4所示，首先由RC 组成的低通滤波器滤除高频干扰信号，并对输入信号的幅值进行限幅与整形，再由光电隔离器件实现数据采集器与变频器之间的隔离，从而实现数字信号通道的抗干扰要求。

　　模拟信号采集端的抗干扰设计

　　数据采集器需要采集的模拟信号为温度信号，对于模拟信号的抗干扰处理常常采用隔离放大器，如变压器隔离放大器和线性光耦隔离放大器等，该数据采集器应用了线性光耦隔离放大器。线性光耦的隔离原理与普通光耦没有差别，只是将普通光耦的单发单收模式稍加改变增加一个用于反馈的光接受电路用于反馈。这样，虽然两个光接受电路都是非线性的，但两个光接受电路的非线性特性都是一样的，就可以通过反馈通路的非线性来抵消直通通路的非线性，从而达到实现线性隔离的目的，电路如图5所示。

　　

　　A/D 变换与D/A 变换干扰

　　数据采集器中，需要将模拟信号转换为数字信号，即A/D 变换。有时也需要将数字信号变为模拟信号即D/A 变换。当A/D 或D/A 芯片的分辨率越高时，变换后的干扰越明显。特别是A/D 变换过程中，如果没有针对性的抗干扰处理，采样得到的数字信号将会是无用的干扰信号。解决此干扰的方法：一是对输入A/D 转换芯片的模拟信号进行低通滤波，去除高频干扰；二是将A/D 或D/A 转换芯片的基准电压输入端与高稳定性的基准稳压电源输出端相连接，如图6所示，高稳定性的基准电源芯片AD586的输出与D/A 变换芯片AD7545K 的VREF 引脚相连接。注意，一定不要将A/D 或D/A 转换芯片的基准电压输入端直接接电源，那样会产生很大的干扰。

　　

　　定型机数据采集器工作在电磁环境非常复杂的场所，为了保证数据采集正确、通信无误，必须进行抗干扰技术处理。本文对定型机数据采集器干扰信号的主要来源进行了分析，硬件方面对抗干扰技术进行了研究与实现。实践证明，本文提到的抗干扰措施是行之有效的，它保证了定型机数据采集器的正常运行。

　　TOP9 太阳能环境参数测试仪的系统电路设计

　　为了确保太阳能发电系统能够正常的工作，需要对太阳能发电系统的各项环境参数进行测量，从而有效地控制其运行。本文介绍了一种基于单片机的太阳能参数测试仪，提供了3种参数的测量功能和通信接口，以及2种供电方式，既可作为手持设备使用，又能安装在发电系统中，具有较高的实用价值。该测试仪以 AT89S52单片机为核心，外接温湿度传感器SHTll、照度传感器TSL2561、四位共阴数码管、RS485总线通信接口以及显示切换按键。单片机上电工作后，对当前温度、湿度、光强度进行实时测量，通过按键切换将测得的3种参数通过LED 数码管进行轮流显示；此外，还可以通过RS485总线与PC 机进行通信，将参数值传送到上位机，以达到远程监测的目的。

　　测量模块

　　温度和湿度测量采用的是SHTll 传感器。该传感器采用独特的CMOsens TM 技术，将温湿度传感器、信号放大处理、A／D 转换、I2C 总线全部集成在一块芯片上，可直接与单片机接口。该芯片采用数字式输出，为编程提供了方便。光照度测量选用的是TAOS 公司生产的TSL2561光强度传感器。它具有数字式输出端口和标准I2C 总线接口，涵盖1～70 000 lx 的宽照度范围，非常适合户外环境下光照强度的测量，适用于太阳能发电系统。图2为传感器与AT89S52单片机的接口电路设计。

　　

　　电源模块

　　电源模块提供了2种供电方式：

　　①当测试仪作为手持设备使用时，可直接使用3．6V 锂电池，经过DC—DC 电压转换芯片MAX756将电压升至5 V 后为单片机和外设供电。②当测试仪作为固定设备安装在太阳能发电现场时，可以采用太阳能供电。太阳能电池产生的12 V 电压通过稳压芯片LM7805后，得到稳定的5 V 电压输出，输出电压既可以为测试模块供电还可以通过充电电路为锂电池充电。图3是电源模块的硬件原理图。

　　

　　充电电路

　　充电电路的核心器件采用专用充电芯片CN3058，它可以对单节磷酸铁锂可充电电池进行恒流／恒压充电。该器件内部集成有功率晶体管，使用时不需要设计外围电流检测和保护电路，适用于便携式的应用领域。图4为锂电池充电电路。其中LEDl 和LED2分别作为充电中和充电饱和两种状态的指示灯，R1在充电时起限流保护的作用；电容C1和C2采用的是多层陶瓷电容器（MLCC），能保证充电电路稳定工作。

　　

　　TOP10 MSP430单片机热敏电阻温度测量系统电路

　　通信模块

　　测试仪通过RS485工业总线与PC 机进行通信，其硬件接口电路如图5所示。

　　

　　经实验测试，该环境参数测试仪温度测量显示精度可以达到0.1℃，湿度精确到0.1%，照度可以精确到11x。由于主要器件均为I2C 数字接口，故本测试仪还有结构简单、易维护、可扩展性强等特点，具有很高的实用价值；另外，独特的双电源供电方式更扩展了它的适用范围。

　　MSP430单片机热敏电阻温度测量系统电路设计

　　测量温度一般采用热敏电阻做传感器，测量的方法有R—V 转换电压测量法和R—F 转换频率测量法。这两种方法的电路复杂且成本高，电路中很多元器件直接影响测量精度。本文论述一种类R—F 转换频率的测量法，用NE555定时器和热敏电阻等器件构成振荡器，由MSP430单片机的捕获功能来捕获多谐振荡器输出信号的高低电平并计数，热敏电阻 Rt 与捕获高低电平时的计数值的差值成正比关系。

　　MSP430单片机计数法测温原理

　　以NE555定时器为核心组成典型的多谐振荡器，把被测热敏电阻Rt 作为定时元件之一接入电路中，NE555定时器输出引脚接MSP430单片机的P1．2脚（Timer_A：捕获、CCIlA输入引脚）。系统电路如图3所示。

　　

　　由上述测量原理可知，误差主要来源为：R1、R2精度，单片机的定时器和电容器的精度以及稳定度。这里选用高精度（士O．001％）、温度系数小于土 O．3×10-6／℃的精密金属箔电阻器。因此当选用高精度、高稳定度的电容器，且单片机的工作频率足够高，就可以得到较好的测温精度。

　　由测量原理知：被测电阻的阻值越大，测量误差越小。笔者已应用该方法设计出一款温度计，测量范围为一10～80℃，分辨率达到O．01℃，误差在O．3℃ 以内。该设计充分利用了MSP430单片机的捕获功能和低功耗功能，使得电路功耗低、电路简洁、价格低廉、精度高。

　　AT89S52单片机超声波测距系统电路设计

　　超声波是一种频率在20KHz 以上的机械波，在空气中的传播速度约为340 m／s（20°C时）。超声波可由超声波传感器产生，常用的超声波传感器两大类：一类是采用电气方式产生超声波，一类是用机械方式产生超声波，目前较为常用的是压电式超声波传感器。由于超声波具有易于定向发射，方向性好，强度好控制，对色彩、光照度不敏感，反射率高等特点，因此被广泛应用于无损探伤，距离测量、距离开关、汽车倒车防撞、智能机器人等领域。

　　本设计的整体框图如图所示，主要由超声波发射，超声波接收与信号转换，按键显示电路与温度传感器电路组成。超声波测距是通过不断检测超声波发射后遇到障碍物所反射的回波，从而测出发射和接收回波的时间差T，然后求出距离 S=CT／2，式中的C 为超声波波速。在常温下，空气中的声速约为340m／s。由于超声波也是一种声波，其传播速度C与温度有关，在使用时，如果温度变化不大，则可认为声速是基本不变的。因本系统测距精度要求很高，所以通过对温度的检测对超声波的传播速度加以校正。超声波传播速度确定后，只要测得超声波往返的时间，即可求得距离。这就是超声波测距系统的基本原理。

　　超声波信号的发射与接收电路

　　

　　发射部分电路如图3所示，主要由脉冲调制信号产生电路，隔离电路以及驱动电路组成，用来为超声波传感器提供发送信号。脉冲调制信号产生电路中通过单片机对555定的复位（RESET）端的控制，使555定时器分时工作从而生产生脉冲频率为40KHz，周期为30ms 的脉冲调制信号，信号波形如图2所示，本设计中一个周期内发送10个脉冲信号。隔离电路主要是由两个与非门组成，对输出级与脉冲产生电路之间进行隔离。输出级由两个通用型集成运放TL084CN 组成，由于超声波传感器的发射距离与其两端所加的电压成正比，因此要求电路要产生足够大的驱动电压，其基本原理就是一个比较电路，当输入信号大于2．5V 时，运放A 的输出电压VA=+12V，运放B 的输出电压VB=-12V，当输入信号2．5V 时，运放A 的输出电压VA=“-12V”，运放B 的输出电压VB=+12V，所以在超声传感器两端得到两个极性完全相反的对称波形， 即VB=-VA ， 所以加在超声波传感器两端的电压V=VA-VB=2VA，其两端的电压可达到24V，从而保证超声波能够发送较远的距离，提高了测量量程。


　　TOP11 放大电路与带通滤波电路

　　接收部分的电路由放大电路，带通滤波电路以及信号变换电路组成。放大电路和带通滤波电路如图4所示。由于超声波信号在空气中传播时受到很大程度的衰减，所以反射回的超声波信号非常的微弱，不能直接送到后级电路进行处理，必须将信号放大到足够的幅度，才能使后级电路对它进行正确的处理。前置放大电路是由集成运放组成的自举式同相交流放大电路，具有很高的输入阻抗，C5，C6，C7为隔直电容，R5，R6，R7为偏置电阻，用来设置放大器的静态工作点。带通滤波器采用二阶RC 有源滤波器，用于消除超声波传播过程中受到的干扰信号的影响。

 

　　

　　该电路为二阶压控电压源带通滤波电路，图中RW，C10 组成低通滤波网络，C9和R12组成高通滤波网络，两者串联组成了带通滤波电路。集成运放和电阻R9，RlO 一起组成同相比例放大器，为了使电路能够稳定工作，必须保证同相比例放大器的增益，带通滤波器的中心频率ω0=40kHz，电路参数可通过 AV=1+R9／R10和ω0=1／R12C2（1／RW+1／R13）确定。经过带通滤波后的信号经专用仪表放大器AD620进行放大，然后送到信号变换电路，信号变换电路主要将接收到的包络信号变换成单片机的中断触发信号。由包络检波电路，电压比较器和RS 触发器组成。包络检波电路由二极管D3，电阻R19，和电容C13组成。经过包络检波得到的信号如图6中的V2所示。电压比较器由集成运放和电容电阻组成，为了消除发送探头的干扰信号，我们将单片机P1．2输出的信号加到电压比较器的同相端，它的波形是250μs 的高电平，和29750μs 低电平的方波，通过二极管D3将P1.2和比较器的正向端隔离。当P1．2输出高电平时，通过二极管对电容C14充电，由于二极管是正向导通的，所以充电很快，当P1．2输出为低电平时，二极管反向截止，电容通过电阻RW 和R21放电， 由于总电阻比较大，所以放电很缓慢，波形如图6中V3所示，从图中可看出，在没有收到返回信号时，比较器输出高电平，如果收到返回信号，比较器便输出低电平，输出波形如图6中Vo 所示，通过这种方法就可以消除发射探头对反射回的信号的干扰。

　　信号变换电路

　　在发送端发送超声波信号时，P1．2输出高电平，经过反相器后，变为低电平加到触发器的R 端，因为没收到反射信号之前，电压比较器输出为高电平，所以基本RS 触发器的输入分别为，R=O，S=l，为0态，即Q=0，Q=1，Q 的信号加到单片机的中断输入端，因为单片机的中断为下降沿触发，输入为高电平，不产生中断。当发送完毕时，P1．2输出低电平，经反相器，变为高电平送到触发器的R 端，没有收到反射回的信号时，电压比较器输出仍为高电平，所以基本RS 触发器的R=“1”，S=1，为保持状态，即Q=1，Q=0，也不产生中断。当接收到反射回的信号时，电压比较器输出低电平，因此，基本RS 触发器的输入端R=“1”，S=0，触发器工作在0态，即Q=O，Q=1。单片机的中断输入端的电平由高电平变为低电平，从而使单片机产生中断。

　　

　　

　　单片机的外围电路图如图7所示，显示电路由单片机控制七段数码管进行显示，采用数字温度传感器DS18820对环境温度进行检测，从而对超声波的传播速度进行温度补偿，提高测量精度。两个按键用于控制测量的开始与停止以及距离与温度显示的切换。

　　本系统由于发射功率和超声波发射探头的原因，测量距离在10cm 到500cm 之间，在近距离测量和远距离测量时存在误差较大，在50cm 和200cm 之间测量时精度最好，误差不大于1cm。在本设计中由于超声波发射周期为10个25μs 的方波，因此发射时间为T=250μs，已知常温下声速C 为340m／s，可知S=CT／2=250μs／2=8．5cm，因此确认测距盲区为9cm。即当测量距离小于9cm 时不能正确测量。