具有高功率因数的LED驱动器设计步骤

　　由于 LED 灯广泛用于各种应用，它们的形状和大小也多种多样，以适合具体的灯具。另外，LED 驱动器的设计也应该合理，以便适应各种类型的 LED 以及定制化规格。正因如此，LED 电压可能会根据 LED 串联数量或温度在较大范围内变化。但是，不管何种设计，LED 电流都应该保持恒定，因为总流明与电流成正比。同时，高功率因数 （PF） 和低总谐波失真 （THD） 成为 LED 驱动器的关键设计要求。因此，适合较宽输出电压范围的驱动器有助于增加灵活性，以及兼容各种 LED 的特性。本文介绍了一款集成有先进初级端调节 （PSR） 技术的 PWM 控制器，并提供了适用于较宽输出电压范围的单级反激式转换器设计指南。

　　1. 初级端调节控制器及其运行模式

　　LED 驱动器的初级端调节 （PSR） 解决方案使得固态照明 （SSL） 产品符合国际法规（比如 Energy Star）。PSR 仅仅根据电源初级端的信息，精确控制输出电流，不仅消除了输出电流感测损耗，而且无需次级反馈电路。因此，允许在小尺寸改型灯具中使用驱动器电路以及满足国际法规，而不会过多增加 SSL 应用的成本。Fairchild 的 FL7733 脉宽调制 （PWM） PSR 控制器有助于简化设计从而满足 SSL 要求，同时无需使用外部元件。FL7733 提供高精度输出电流调节，以应对变压器磁化电感、输入和输出电压信息的改变，并提供强大的保护功能实现系统可靠性。

　　

　　图 1. 初级端调节反激式转换器和关键波形

　　模式 I

　　在 MOSFET 导通期间 （tON），输入电压 （VIN） 施加在变压器的初级端电感 （Lm） 上。然后，MOSFET 的漏电流 （IDS） 从零线性增加至峰值 （IDS.PK），如图 1所示。在此期间，电能从输入获取并存储在电感中。

　　模式 II

　　MOSFET （Q） 关断时，变压器中存储的电能迫使整流二极管 （D） 导通。当二极管导通时，输出电压 （VOUT） 和二极管正向压降 （VF）施加到变压器次级端电感，二极管电流 （ID） 从峰值 （IDS.PK·NP/NS） 线性减小至零。在电感电流放电时间 （tDIS） 结束时，变压器中存储的所有能量都被传输至输出。

　　模式 III

　　当二极管电流达到零时，变压器辅助绕组电压开始因初级端电感 （Lm）与 MOSFET （Q） 上加载的有效电容之间的谐振而振荡。

　　输出电流可以通过峰值漏电流和电感电流放电时间估计，因为输出电流与稳态下的二极管电流平均值相同。漏电流峰值由 CS 峰值电压检测器确定，而电感电流放电时间由 tDIS检测器检测。根据峰值漏电流、电感电流放电时间和工作开关周期信息，创新型 TRUECURRENT 计算模块可估算输出电流如下：

　　 （1）

　　 （2）

　　

　　图 2. DCM 控制

　　应该保证 DCM，以实现反激式拓扑中的高功率因数。为了在较宽的输出电压范围内维持 DCM，在线性频率控制中由输出电压线性调节开关频率。输出电压由辅助绕组和连接至 VS 引脚的电阻分压器检测，如图 2所示。当输出电压降低时，次级二极管导通时间增加，DCM 控制会延长开关周期，从而在较宽的输出电压范围内保持 DCM 运行。

　　2. 具有较宽输出电压范围的 LED 驱动器

　　2.2. 系统设计

　　本小节介绍基于FL7733的单级反激式 LED 驱动器的设计步骤。选择了50 W 离线 LED 驱动器作为设计示例。设计指标如下：

　　● 输入电压范围： 90 ~ 277 VAC、 50 ~ 60 Hz

　　● 标称输出电压和电流： 50 V/1.0 A

　　● 工作输出电压： 12 V ~ 50 V

　　● 最低频率： 88%

　　● 工作开关频率： 65 kHz

　　● 最大占空比： 40%

　　初级匝数由法拉第定律确定。Np，min是由初级绕组两端的最小线路输入电压峰值和最大导通时间固定。可避免磁芯饱和的变压器初级端最小匝数可由下式给出：

　　 （3）

　　其中Ae为磁心横截面积（以 mm2为单位），而 Bsat为饱和通量密度（以特斯拉为单位）。

　　 （4）

　　根据等式（3），初级到次级匝比由检测电阻和输出电流确定如下：

　　 （5）

　　 （6）

　　 （7）

　　由于饱和通量密度随着温度的升高而减小，如果变压器用于封闭外壳内，应考虑高温特性。

　　

　　图 3. 实现较宽输出电压范围的 VS 电路

　　选择 R1 和 R2的第一个考虑因素是将 VS设置为 2.7 V，以确保额定输出功率下能够以高频率运行。第二个考虑因素是 VS 消隐。输出电压由辅助绕组和连接到 VS 引脚的电阻分压器检测。然而，在不包含 DC 母线电容器的单级反激式转换器中，在低线路电压下由于较小的 Lm 电流会引起 VS 电压检测错误，辅助绕组电压无法箝位至反射的输出电压。在线路电压过零点，频率快速下降，可能导致 LED 灯闪烁。为了在整个正弦线路电压范围内维持恒定频率，VS 消隐会通过检测辅助绕组在低于特定线路电压 VIN.bnk时禁用 VS 采样。第三个考虑因素是 VS 电平，应该介于 0.6 V 与 3 V 之间，以避免在宽输出应用中触发 SLP 和 VS OVP。

　　由于 FL7733 的 VDD工作范围是 8.75 ~ 23 V，如果输出电压低于 VOUT-UVLO （8.75×NS /NA），应该通过触发 UVLO 关断 MOSFET开关。因此，应该在较宽的输出电压范围内12 ~ 50不触发 UVLO，从而提供合理的 VDD。通过添加外部绕组 NE和包含电压调节器的 VDD电路，可以提供VDD。NE的设计应该确保以最低输出电压 （Vmin.OUT） 提供 VDD时，不会触发 UVLO。外部绕组 NE可通过下式确定：

　　 （9）

　　其中，VCE.Q1是 Q1 的集电极-发射极饱和电压，VF.D3是 D3 的正向电压，VF.D1是最低输出电压下 D1的正向电压。

　　 （10）

　　其中，VIN.bnk是实现 VS 消隐的线路电压电平，而IVS.bnk是实现 VS 消隐的电流电平。

　　 （11）

　　2.2. 设计测试结果

　　为了展示本应用指南中所介绍设计步骤的有效性，构建并测试了设计示例中介绍的转换器。图 4显示在整个线路和输出电压范围内测得的 CC 容差。额定输出电压下通用线路上的 CC 低于 ±0.26 % 而整个线路和输出电压范围 （12 V ~ 51 V） 内的总 CC 调节是 ±1.23%。图 5和图 6 显示分别在各种负载条件下测得的 PF和 THD 性能。

　　

　　图 4. 整个输入和输出电压范围内的 CC 性能

　　

　　图 5. 根据负载条件变化的 PF 性能与输入电压

　　

　　图 6. 根据负载条件变化的 THD 性能与输入电压

　　3. 结论

　　为了针对各种 LED 灯规范和 LED 特性提高灵活性和兼容性，本文介绍了覆盖较宽输出电压范围的 LED 驱动器。Fairchild 的 PSR 控制器 FL7733 提供出色的高 PF 和低 THD 性能，并在非常宽的输出电压范围内提供恒流调节。此外，本文中设计的 LED 驱动器可用于具有简单设计和较低成本的各种 LED 照明灯具。