提升峰值电流模式控制性能的创新方法

最糟糕的设计方案通常会在最低输入电压下产生最大输出功率。而在现实情况中，高输入线路的最大功率可能是最低输入线路电压所输送功率的两倍。这会迫使电源设计人员必须对功率级进行过量设计。本文将探讨输入功率增加的原因以及降低方法。此外，还将介绍一种可提升峰值电流模式控制性能的创新方法。

反向转换器变压器基本上由两个耦合电感器组成。当主开关接通期间，电能被储存在主耦合电感器中。由于变压器具有一次绕组和二次绕组配置，因而当主开关接通时，输出二极管 (D1) 会被反向偏置（图 1a–1b）。当主开关断开时，会将储存在主耦合电感器中的电能传送到输出耦合电感器中，作为驱动负载的能量。反向变压器能对输出电压进行升压或降压转换，并提供输入到输出的隔离。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图 1.1a) 主耦合电感器中存储的电能；1b)电能传送至二次绕组

峰值电流模式控制
出于对成本和简约性的考虑，反向转换器通用采用峰值电流模式控制，因而不能直接测量输出电流。当反向转换器出现过载故障时，输出电压就会下降。这样，反馈补偿电压就会升高至脉宽调制 (PWM) 控制器限流阀值之上，而且 PWM 会在逐脉冲过限流限制 (pulse-by-pulse current limit) 模式下运行，这时反馈电压不再控制 PWM 占空比。当峰值主电流超过 PWM 控制器限流比较器电压参考值 (VCS) 时，终止占空比。

峰值电流模式控制面临的挑战
当控制器处于逐脉冲过限流限制模式下时，主开关无法即时关闭。在 PWM 和功率级内存在传播延迟，其中包括控制器的前沿消隐 (LEB)，在限流比较器、逻辑电路、栅极驱动器中的传播延迟，以及功率 MOSFET 的关闭延迟。传播延迟会导致峰值主电流因过冲而高于预期值。

方程式 1 计算实际峰值主电流：

(1)

计算出峰值主电流后，我们可用方程式 2 来计算输入功率：

(2)

这些传播延迟可以长达数百纳秒。我们能使用方程式 3 来计算主电流的斜率，其中 VIN 为整流直流线路电压，LP 为变压器的初级电感，dt 为总传播延迟。

 (3)

若传播延迟 (方程式 3中的 dt)保持不变，那么当 VIN 增大时，主电流斜率也会相应增大。由于存在传播延迟，最大 VIN 下的峰值电流会因过冲而高于最小 VIN 下的峰值电流（图 2）。

 

 

 

图 2.传播延迟与 VIN 的关系

结果是输入和输出功率随着输入线路电压的增大而增大。可举例说明这一问题。峰值主电流（方程式 4）能根据如下系统要求得出：
 

(4)


对于峰值电流模式控制，我们能在计算峰值电流后确定电流感应电阻值大小（方程式 5）。

(5)


VCS 为 PWM 限流比较器电压参考 (0.5V)。最小输入电压下的峰值电流过冲是：




在最大输入线路电压下，峰值电流是（方程式 6）：

(6)

 

 

原文请参见: ?doc_id=1280837