Flyback反激变换器在DCM模式的工作状态

变压器初级电感电流工作在连续导通模式CCM Continuous Conduction Mode，每个开关周期结束时，电感电流没有降到0，而是降到某一个电流值ILp(min)；每个开关周期开始时，电感电流从初始值ILp(min)开始增加。每个开关周期开关管关断时，电感储存能量，并没有完全释放。

反激变换器次级绕组平均电流等于输出电流Io，如果Io降低，iNS也随之降低，其斜率向下的梯形波整体向下移动。当Io降低到一个值时，iNS最小值降低到0，iNS从梯形波变为三角波，反射到初级绕组电流iLp最小值也降低到0，ILp(min)=0，即：每一个开关周期开始时，iLp初始值为0；每个开关周期结束时，iLp刚好降低到0，这种工作模式称为临界导通模式CRM Critical ConductionMode。

反激进入到临界导通模式后，Io进一步降低，iNS降为0后，输出二极管D自然关断不再导通；然而，此时开关周期时间还没有结束，iNS在开关周期结束之前提前下降到0，输出二极管D提前关断；后面一段时间，iNS将保持为0不变，这种状态一直持续到下一个开关周期开始。在开关周期中，iNS的电流波形在中间出现不连续（断续）状态，反射到初级绕组iLp的电流波形在中间出现不连续（断续）状态，这种工作模式称为非连续（断续）导通模式DCM Discontinuous Conduction Mode。

反激变换器工作在断续导通模式DCM时，电路有3种工作状态， ton和toff1与连续导通模式CCM相同，多出一个工作状态为toff2，此期间，iLm一直保持为0，输出负载Ro完全由输出电容Co放电来维持供电，因此，输出电容Co的纹波电压较大。

（a) 开关管导通，输出整流二极管不导通

(b) 开关管关断，输出整流二极管导通

(c) 开关管关断，输出整流二极管关断

图1 非连续导通模式

断续导通模式DCM控制简单，容易设计，应用非常广泛，其工作波形和实际测量波形如图2所示。

（a) 工作波形

(b) 测量波形

图2 非连续导通模式波形

在断续导通模式toff2期间，初级绕组电感电流为0，电感相当于导线，开关节点电压VDS等于Vin。实际电路中，开关节点电压VDS为LC阻尼振荡波形，L为初级绕组电感，C为开关管Q与变压器输出寄生电容之和，阻尼振荡波形中间值为输入电压Uin。 

反激变换器在断续导通模式DCM工作时，磁通复位或伏秒值平衡只在ton和toff1时间段内有效，在整个开关周期内，磁通复位或伏秒值平衡无效。

输出电流Io等于输出二极管D的电流平均值ID：

变换器的输入功率为：

忽略功率损耗，根据功率平衡原理；

因此：

输出电压Vo为：

反激变换器非连续导通模式DCM时，输出电压Vo与变压器匝比n无关，输出电压Vo与输入电压Vin及占空比D相关，还与输出电流负载有关。

反激变换器变压器相当于耦合电感，具有储能、隔离输入和输出功能，输出不用电感，可以使用多绕组实现多路输出。结构简单，价格便宜。DCM系统没有输出整流二极管反向恢复的问题，变压器磁通变化范围（摆率）大，变压器利用充分，系统功率级为一阶转递函数，反馈容易设计，但是，其输入和输出电流纹波大，效率低，功率低。CCM的输入和输出电流纹波小，可以传输更大功率，存在输出整流二极管反向恢复的问题，系统功率级具有右半平面零点，系统不容易稳定。为了稳定，降低低频增益率，系统瞬态变得响应缓慢。

反激变换器为了增大变压器初级电感储存能量，磁芯要开气隙，同时增大饱和电流，缺点是变压器漏感增大，初级开关管电压尖峰增大，系统损耗增加，效率降低。