三种高速信号补偿技术详解

高速信号调整技术

随着信号速率的增加，高速信号的趋肤效应和传输线的介质损耗，使信号在传输过程中受损很大，为了在接收终端能得到比较好的波形，就需要对受损的信号进行补偿，常用的补偿技术有：预加重、去加重和均衡在介绍这三种信号补偿技术之前，先来介绍下趋肤效应和介质损耗。

高速串行链路系统对信号的影响

当信号经过无源链路时，由于信道损耗（插损）、阻抗不连续（反射、回损）、其它信道的干扰（串扰）等，信号完整性受到破坏、信噪比（SNR）降低，以至于信号传递可能出现误码（BER）。•影响SNR的还有振铃,EMI, 地弹, 开关电源噪声, 热噪声, 白噪声/闪烁噪声/随机噪声, 环境变化（温度、湿度，等）。

趋肤效应：交变电流(alternating electric current, AC)通过导体时，由于感应作用引起导体截面上电流分布不均匀，愈近导体表面电流密度越大。这种现象称“趋肤效应”。趋肤效应使导体的有效电阻增加。频率越高，趋肤效应越显著。当频率很高的电流通过导线时，可以认为电流只在导线表面上很薄的一层中流过，这等效于导线的截面减小，电阻增大。

介质损耗：绝缘材料在电场作用下，由于介质电导和介质极化的滞后效应，在其内部引起的能量损耗叫介质损耗。在交变电场作用下，电介质内流过的电流相量和电压相量之间的夹角叫做介质损耗角，该角的正切值称为介质损耗因素。

在高速信号传输中，信号的高频分量衰减要比低频分量的衰减大很多，传输线路表现出来的特性像一个低通滤波器。如下图所示。

片内解决方案-均衡技术

发送端：预加重或去加重

接收端：有源连续时间线性均衡器(CTLE, Continuous Time Linear Equalizer)，前馈均衡器(FFE, Feed-Forward Equalizer) ，判决反馈均衡器(DFE, Decision Feedback Equalizer)  

预加重 (Pre-emphasis)：

前面已经介绍过了，信号传输线表现出来的是低通滤波特性，传输过程中信号的高频成分衰减大，低频成分衰减少。预加重技术的思想就是在传输线的始端增强信号的高频成分，以补偿高频分量在传输过程中的过大衰减。我们知道，信号频率的高低主要是由信号电平变化的速度决定的，所以信号的高频分量主要出现在信号的上升沿和下降沿处，预加重技术就是增强信号上升沿和下降沿处的幅度。如下图所示。

去加重(De-emphasis)：

去加重技术的思想跟预加重技术有点类似，只是实现方法有点不同，预加重是增加信号上升沿和下降沿处的幅度，其它地方幅度不变；而去加重是保持信号上升沿和下降沿处的幅度不变，其他地方信号减弱。如下图所示。

去加重补偿后的信号摆渡比预加重补偿后的信号摆幅小，眼图高度低，功耗小，EMC辐射小。

均衡器：

前面介绍的预加重和去加重能很好的补偿信号在传输过程中的损耗，改善信号质量，但是预加重和去加重技术也存在一些缺陷，比如当线路上存在串扰时，预加重和去加重会将高频串扰分量放大，增大串扰的危害。为了弥补预加重和去加重技术的缺陷，后来就出现了均衡技术。

跟预加重和去加重不同，均衡技术在信号的接收端使用，它的特性相当于一个高通滤波器。其原理如下：

均衡器实际上是一个高通滤波器，下图是一个简单的高通滤波器，即均衡器。

均衡器通常是用滤波器来实现的，使用滤波器来补偿失真的脉冲，判决器得到的解调输出样本，是经过均衡器修正过的或者清除了码间干扰之后的样本。自适应均衡器直接从传输的实际数字信号中根据某种算法不断调整增益，因而能适应信道的随机变化，使均衡器总是保持最佳的状态，从而有更好的失真补偿性能。

前馈均衡器 

数字 FIR 滤波器、模拟 FIR 滤波器、连续时间滤波器，几种滤波器均属于前馈均衡器（FFE）。采用连续时间滤波器的 前馈均衡器在减小了 ISI 的同时也放大了噪声，减小了噪声裕量。

数字 FIR 滤波器 ：接收端 FIR 滤波器也可以与发射端预加重 FIR 滤波器类似的方式实现。由于 发射端处理的是离散信号，其 FIR 滤波器可以实现为数字滤波器。然而，离散信 号经过有损信道之后会出现扭曲，到达接收端时候成了模拟信号，因此接收端滤 波器应该在模拟域（Analog Domain）中实现。如图为数字 FIR 滤波器的实 现框图。其中采样保持放大器(SHA)对信号进行采样，样本再由模数转换器（ADC） 转换成数字信号。但由于乘法运算通常在数字域中实现，功耗很大。

该滤波器的实现遭遇了两个瓶颈：（1）关键路径（Critical Path）限制了滤波 器的工作速度，使其不过数百 MHz。移相技术和并行技术即便可以减轻速度 上的瓶颈，其波特率也被限制在 1Gbps。（2）在合适的功耗和面积前提下，位于前 端的 ADC 的工作速度严重限制了均衡器的工作速度。当数据率达到 GHz 两级时， 这些 ADC 将消耗大量的功耗和面积。这些瓶颈将 FIR 滤波器的应用局限在中间速 率的接口中（如宽带调制解调器和硬盘驱动读取信道）。

模拟 FIR 滤波器

模拟串行链路中通常要求将数十个链路集成在一个芯片上，这就要求均衡器的功 率做到足够小。模拟 FIR 滤波器无需额外的高速 ADC，因此有可能实现低功耗高 速度。如图所示为模拟 FIR 滤波器的原理框图

延迟线路可以由 LC 延迟线路实现，也可以由 DLL 或者 PLL 锁定的延迟 线实现。加权相加功能由模拟乘法器实现。该滤波器同样存在一些瓶颈：（1）速 度同样被位于前端的采样保持电路限制，（2）延迟线的速度受其带宽限制，使得 信号经受很大的衰减，（3）为很高的数据率提供精确的延迟时间也是一个严重的 挑战。

连续时间滤波器

离散时间滤波器具有三个基本的缺陷：（1）SHA 限制了滤波器的 速度，（2）SHA 对时钟抖动的敏感性恶化了均衡器的性能，（3）采用离散时间滤 波器的接收器需要额外的时钟源。而且，直到均衡功能完成之后，才可以精确地 进行时钟对齐。为解决这个问题，串行链路采用具有分离的时钟和数据信道的源 同步（Source-synchronous）接口来实现离散时间 FIR 均衡器。

由于无需采样保持电路，连续时间滤波器可以减轻以上采样和速率的问题。

判决反馈均衡器 

诸如LTE的线性均衡器为了补偿信道的深度零点而增大增益从而也放大了噪声，因此在有深度谱零点的带通信道中线性均衡器性能不佳。然而对于这样的恶劣信道，判决反馈均衡器由于存在着不受噪声增益影响的反馈部分因而性能优于线性横向均衡器。

判决反馈均衡的基本方法就是一旦信息符号经检测和判决以后，它对随后信号的于扰在其检测之前可以被估计并消减。其结构如图所示。包括两个抽头延迟滤波器：一个是前向滤波器(FFF)，另一个是反向滤波器(FBF)。其作用和原理与前面讨论的线性横向均衡器类似：FBF的输入是判决器的先前输出，其系数可以通过调整减弱当前估计中的码间干扰。其中FFF抽头系数的个数为L而FBF抽头系数的个数为M。

判决反馈均衡器(DFE)的结构具有许多优点，当判决差错对性能的影响可忽略时DFE优于线性均衡器，显而易见相对于线性均衡器加入判决反馈部分可得到性能上相当大的改善，反馈部分消除了由先前被检测符号引起的符号间干扰，例如相对于LTE较小的噪声增益和MSE,相对于MLSE和格型结构的低运算复杂度、相对于横向结构更容易达到稳态性能等等。然而DFE结构面临的主要问题之一是错误传播，错误传播是由于对信息的不正确判决而产生的，错误信息的反馈会影响FBF部分从而影响未来信息的判决；另一问题是移动通信中的收敛速度。

眼图，是由于示波器的余辉作用，将扫描所得的每一个码元波形重叠在一起，从而形成眼图。其是指利用实验的方法估计和改善（通过调整）传输系统性能时在示波器上观察到的一种图形。观察眼图的方法是：用一个示波器跨接在接收滤波器的输出端，然后调整示波器扫描周期，使示波器水平扫描周期与接收码元的周期同步，这时示波器屏幕上看到的图形像人的眼睛，故称 为 “眼图”。

眼图中包含了丰富的信息，从眼图上可以观察出码间串扰和噪声的影响，体现了数字信号整体的特征，从而可以估计系统优劣程度，因而眼图分析是高速互连系统信号完整性分析的核心。另外也可以用此图形对接收滤波器的特性加以调整，以减小码间串扰，改善系统的传输性能。

在无码间串扰和噪声的理想情况下，波形无失真，每个码元将重叠在一起，最终在示波器上看到的是迹线又细又清晰的“眼睛”，“眼”开启得最大。当有码间串扰时，波形失真，码元不完全重合，眼图的迹线就会不清晰，引起“眼”部分闭合。若再加上噪声的影响，则使眼图的线条变得模糊，“眼”开启得小了，因此，“眼”张开的大小表示了失真的程度，反映了码间串扰的强弱。由此可知，眼图能直观地表明码间串扰和噪声的影响，可评价一个基带传输系统性能的优劣。另外也可以用此图形对接收滤波器的特性加以调整，以减小码间串扰和改善系统的传输性能。

通常眼图可以用上图所示的图形来描述，由此图可以看出：（1）眼图张开的宽度决定了接收波形可以不受串扰影响而抽样再生的时间间隔。显然，最佳抽样时刻应选在眼睛张开最大的时刻。（2）眼图斜边的斜率，表示系统对定时抖动（或误差）的灵敏度，斜率越大，系统对定时抖动越敏感。（3）眼图左（右）角阴影部分的水平宽度表示信号零点的变化范围，称为零点失真量，在许多接收设备中，定时信息是由信号零点位置来提取的，对于这种设备零点失真量很重要。（4）在抽样时刻，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量。（5）在抽样时刻上、下两阴影区间隔的一半是最小噪声容限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决。（6）横轴对应判决门限电平。