TL431在开关电源反馈回路中的应用

　　在电源的反馈回路中，通过使用TL431来代替分立的电压基准和运放，可以有效地节省成本并且提高空间利用率。文中首先对TL431的内部结构进行分析，比较了TL431和由通用运放搭建的反馈回路，然后对TL431的静态工作点设置进行分析和计算，最后计算了由TL431构成的补偿环路，并通过仿真结果验证TL431能够替代运放在反馈回路中的作用。

　　1、TL431的结构和基本工作原理

　　①TL431的内部结构

　　TL431外部结构包含阴极、阳极和参考电压三个引脚。其内部结构框图如图1所示，在TL431的大部分应用中，阳极接地，阴极电流的一部分会流过结构框图左下的镜像电流源。该电流在电阻上产生的压降再加上三极管基极B与发射极E的压降共同构成2．5V的参考电压。TL431的中间级结构相当于差分放大电路，输出级为达林顿结构，由此TL431具有内部集成电压基准以及运放电路的功能。

　　

　　图1TL431内部电路结构

　　②TL431的基本工作原理

　　根据其功能，TL431可以简化由内部集成2．5V的基准电压、差分运放和集电极开路的三极管构成。TL431的简化图如图2所示。当参考电压引脚上的电压低于内部基准电压2．5V时，运放输出为低电平，三极管关断，忽略微小的漏电流，此时没有电流流过TL431;当参考电压引脚上的电压高于内部基准电压时，运放输出为高电平，三极管导通从阴极抽取电流并迅速进入饱和区;当参考电压引脚上的电压非常接近基准电压时，三极管才工作在放大区，从阴极抽取恒定的电流。通过分析可知，在开关电源中分立的基准电压加运放做反馈的结构可以被TL431很好地替代。

　　

　　图2TL431功能结构

　　2、TL431在反馈回路中的应用

　　①由普通运放和电压基准构成的反馈回路一般原副边隔离场合下的开关电源，其功率级的隔离是通过变压器来实现。反馈信号的隔离主要通过光耦来实现。运放和电压基准以及光耦构成的反馈回路，如图3所示。

　

　　图3运放和电压基准构成的反馈回路

　　输出电压（Vo）通过电阻分压后，与参考电压（Vref）比较。运放输出误差电压信号（Verr），从而控制流过光耦LED的电流Ie。通过光耦在原边产生电流Ic，由Ic在电阻Rc上产生反馈电压VFB。反馈电压再与控制芯片内部的比较器进行比较，产生控制开关管的占空比信号，从而使输出电压Vo在不同负载不同输入电压的情况下都能稳定在设置好的电压范围内。

　　图4TL431构成的反馈回路

　　②由TL431构成的反馈回路TL431内部集成了电压基准和差分运放，可以在反馈回路中用TL431替代分立的电压基准和运放。但是在实际运用中，TL431跟分立的电压基准和运放的工作原理并不完全相同，需要作进一步的分析和研究。由TL431构成的反馈回路如图4所示。

　　输出电压Vo通过电阻分压连接到TL431的电压基准引脚，当TL431电压基准引脚电压非常接近2．5V时，其内部的三级管工作在线性区，并从副边的辅助电源VCC抽取一个恒定的电流Ie。流过发光二极管的电流Ie会在光敏三级管上感应出与Ie成比例的电流Ic。

　　在工程中用光耦的电流传输比（CTR）来定义该比值：

　　CTR=Ic/Ie（1）

　　原边的反馈电压VFB，

　　VFB=VDD－Ic*Rc=VDD－Ie*CTR*Rc（2）

　　其中，VDD是原边的辅助电源电压，副边TL431的阴极电压：Verr=Vcc－Vd－Ie*Rled（3）其中，Vcc是副边的辅助电源电压，Vd是光耦发光二极管的导通压降。

　　VFB是反馈环路通过光耦隔离之后传递到原边控制芯片的误差信号，该信号跟芯片内部的斜坡信号（Vramp）进行比较来输出驱动信号的占空比（dutycycle），使输出电压在不同输入和负载条件下能够稳压，如图5所示。

　　

　　图5反馈误差信号和占空比

　　如果开关电源的输出电压（Vo）需要增大时，相应的就需要增大驱动信号的占空比，从而反馈的误差信号（VFB）需要相应的增大，此时副边流过光耦发光二极管的电流Ie需要相应的减小。

　　Ie=（VDD－VFB）/（CTR*Rc）（4）

　　可以看出，副边反馈电流Ie跟输出电压密切相关。若使开关电源能够稳定工作，需对TL431反馈的静态工作点进行计算和合理设置。

　　3、TL431反馈的静态工作点的计算和设置

　　TL431直流等效模型可以等效为一个电压控制电压源，如图6所示。

　　

　　图6TL431直流等效模型

　　计算TL431的开环电压增益，代入反馈环路中与发光二极管串联的电阻Rled。

　　Gain=ΔVerrΔV=I×RledΔV=gm×Rled（5）

　　其中，gm是TL431的跨导。

　　通过SImetrix仿真计算出TL431的Ref电压与阴极电流关系，如图7所示。

　　

　　图7TL431基准电压与阴极电流关系

　　从上图可以看出，在阴极电流小于0．5mA时，TL431的跨导很小。在经过阴极电流0．5mA的拐点之后，跨导gm值大概为4A/V。假设一般情况下，取Rled为0．5k。

　　将Rled和gm值代入式（5），得到TL431开环电压增益Gain=66dB，此增益能够保证控制系统的输出电压精度满足工业系统的要求。因此在正常工作时，要保证TL431的阴极电流足够大，一般情况下要求大于1mA。

　　但是在实际设计过程中，某些PWM控制芯片内部比较器所需电流小于1mA，比如TI公司的LM5k系列控制芯片，该芯片的Comp引脚通过一个镜像电流源把光耦电流映射到内部，映射电流再通过内部的参考电压5V与5k上拉电阻产生误差信号与比较器进行比较产生占空比信号，其结构如图8所示。

　　

　　图8LM5035芯片的COMP引脚及内部比较器

　

　　此时需要为TL431设置偏置电流，以保证在各种工作条件下都有足够大于1mA的电流流入TL431阴极。普遍的做法是在光耦的发光二极管旁边并一个阻值1k的电阻，如图4中所示。光耦的发光二极管压降大约为1V，所以与二极管并联的1k电阻上会有1mA的偏置电流产生，以保证TL431有足够的工作电流。同时，偏置电流也不能设置得过大，太大的偏置电流会增加TL431自身的损耗，也会影响到反馈环路静态工作点的设置。参考图4，当光耦电流Ic为零时，即：

　　Icmin=0

　　VFB=VDD－Icmin*Rc=VDD（7）

　　这时，反馈电压VFB达到最大值，相应的控制芯片会输出最大占空比。

　　当光耦的三极管饱和时，光耦电流Ic达到最大值，此时控制芯片输出最小占空比。

　　Ic_max=（VDD－Vce_sat）/Rc（8）

　　当原边光耦电流Ic达到最大值时，相应的副边光耦的发光二极管中电流Ie在CTR为最小值时到达最大，如式（9）：

　　Ie_max=Ic_max/CTRmin（9）

　　TL431在工作时阴极电压需要大于其基准点电压（2．5V），同时要小于36V。该值可由下式计算得到：

　　

　　4、基于TL431的小信号环路设计

　　设置好静态工作点之后，就需要对电源系统的反馈环路进行补偿，以保证系统的稳定性。如图4所示，独立辅助绕组供电的二型反馈补偿网络，原边光耦电容Copto是由于光耦传输高频信号延时而产生的，相当于在系统里引入了一个极点。反馈传函为：

　　

　　零点频率：

　　fz=1/（2πR1C1）（12）

　　开环增益：

　　Gain=CTR·Rc/Rled（13）

　　如果直接用输出Vo对光耦供电，整体的反馈环路有所不同，反馈传递函数为：

　　

　　其中两个极点的频率跟式的计算结果一样，而零点的位置更加靠前。零点频率：

　　fz=1/［2π（R1+Rup）C1］（15）

　　零点fz比极点fp0更低，系统的带宽会更宽，对于输出变化的响应会更快。但是相位裕量较之前一种供电方式会低。在实际设计过程中需要根据对系统的估计要求来选择更优的环路补偿方式。

　　开关电源二型系统补偿环路仿真结果如图9所示。从结果可以看出用TL431和运放构成的反馈回路的频率响应除了在低频段相位裕量有微小差别，在其它频率段表现出的性能几乎一致。

　

　　图9TL431和运放构成反馈回路的频率响应仿真

　　5、结束语

　　本文在熟悉TL431的内部电路结构以及其工作原理的基础上，通过合理的设置静态工作点，验证了TL431在反馈回路中替代分立的电压基准和运放，从而达到在开关电源的设计中节省空间，降低成本的目的。同时TL431工作时需要的电流也小于分立的电压基准和运放工作时的工作电流，有利于减小开关电源在空载运行时的损耗。