TL431构成的自激式Buck变换器

　　引言

　　降压型变换器在电子设备中有着广泛的应用，是现代电力电子系统的核心部分，它的运行状态直接影响整个电力电子系统的工作性能。采用线性稳压器通过降压必然会出现电源功率转换效率过低的问题，降压变换器（BuCk）又称串联开关稳压器或开关型降压稳压器，既能提供所需的低压电源、恒定的电流，又能有较高的转换效率。

　　1、Buck变换器概述

　

　　Buck变换器也称降压型变换器。如图1所示Buck变换器的模型电路，开关管VT受PWM控制。VT导通时（设导通压降为零），加在电感L上的电压为（Vi−V0），由于电感上的电压恒定，所以电感的电流线性上升，其斜率为dIL/dt=（VI−V）/L，这使电感的电流IL为有阶梯的斜坡，见图2（a）IL线性上升区段。此时，电感电压左正右负，二极管VD因承受反压而截止，电源给电容C0充电及给负载供电。

　　VT关断开时，由于电感电流不能突变，电压反转左负右正，VD导通，将电感L左端的电压箝位于比地低一个二极管导通压降（约1V）。此时，先前流过VT的电流现在转移到流向VD，见图2（a）线性下降区段，其斜率为dIL/dt=（Vo+1）/L，电感电流线性下降，电容C0放电及给负载供电。

　　

　　如图2所示Buck变换器的工作波形。图2（a）中，当开关管VT和二极管VD分别关断时，VT的Vce、VD承受的反向电压Vrd均为Vi。ton期间，电感L由电压（Vi−V0）励磁、储存能量，磁通量增加；toff期间，输出电压V0与开关导通时方向相反加到电感L上消磁、释放能量，磁通量减少。根据“伏•秒相等原则”，则有如下等式成立。

　　（VI-VO）×ton=VO×tOFF

　　考虑到toff=T-ton，上式可以转化为

　　V0=ton*Vi/T=D*Vi（1）

　　（a）CCM工作模式（b）DCM工作模式图

　　2、Buck变换器的电压波形

　　由于整个周期中电感电流IL始终没有降到零，这种工作模式称为CCM模式。在此状态下，如果把电感的电感量减小或负载减轻，减到一定条件下会出现图2（b）所示电感电流降到零的DCM模式。

　　

　　2、基于TL431构成的自激式Buck变换器

　　TL431是精密基准电源，其内部功能框图及电路符号如图3所示，L431所谓的阳极（A）、阴极（K）实际上是内部二极管的正负极。正常工作时，阳极接参考地，阴极既是供电端又是电压调整端。当内部集成运放的同相端电压高于基准电压（反相端）时，集成运放输出电压升高，阴极电压下降，反之亦反。Vref是TL431内部的基准电压，Vref=2.5V。

　

　　如图4所示是以TL431为主构成的Buck变换器。在这个自激式DC-DC降压电路中，TL431不仅作为基准源，而且作为自激振荡的有源器件。

　　初始上电时，R4给VT2提供启动电，VT3导通，继而VT2、VT1导通（因为TIP41是中功率管，电流放大倍数较小，故增加VT2驱动），续流二极管VD1反偏截止，电感L1励磁蓄能。输出电压V0经采样电阻R7（C3用于频率补偿）与R8的分压加TL431的参考端（R），电压小于2.5V时TL431的吸纳电流很小，VT3因基极电压较高而保持导通。另一方面，输入电压VI由R2与R3分压加到VT3的发射极，当VT3导通时发射极电流与R2的电流一同作用在R3上，电容C2充电，电压上升。

　

　　随着VT1持续导通，VO升高，TL431参考端（R）的电压逐渐上升接近于2.5V，TL431吸纳电流增大，VT2基极电压下降；电容C2充电、电压升高。因此，有下述过程发生：

　　（VB2↓&VE2↑）→VBE2↓→VC2↑→VC1↓

　　VT1集电极输出电压VC1经R6与R5分压，加到TL431的阳极（A）的电压降低。此刻，TL431参考端（R）与阳极（A）之间的电压增大，TL431吸纳电流进一步增大，加剧VT2基极电压下降，加速VT1、VT2关断。

　　VT1、VT2关断时，VO下降，TL431参考端（R）的电压逐渐下降接近于2.5V，TL431吸纳电流减小，VT2基极电压上升；电容C2放电、电压下降。因此，有下述过程发生：

　　（VB2↑&VE2↓）→VBE2↑→VC2↓→VC1↑

　　VT1集电极输出电压经与分压，加到TL431的阳极（A）的电压升高。此刻，TL431参考端（R）与阳极（A）之间的电压减小，TL431吸纳电流进一步减小，加剧VT2基极电压上升，加速VT1、VT1导通。

　　根据电路的工作原理可知，输出电压VO为

　　

　　为了便于深入分析电路工作的本质，现在把电源电压VI设为25V，实测输出电压VO为5.0V，VT3基极为8.1V，发射极为8.6V。若VT3不存在，电源电压VI经R2、R3分压，VT2发射极电压为7.8V（），因为VT2的存在且周期性导通，其发射极周期性输出电流作用与R3上，经C2暂存，故VT3发射极的实际电压高于7.8V。

　　如图5所示为负载5Ω开关管集电极的电压波形。由图示可见，VT1基极的电压波形为交流测试所得振幅较小。若用直流测试，VT1基极电压的变化相对于太小了，根本不易观察。VT1集电极为振幅为25V的PWM脉冲，与VT1基极的负脉冲相对应，开关频率约34kHz。

　　用数字万用表测量VT3导通时其集电极比电源电压VI低1.4V，基极约为8.1V，发射极约为8.6V，VCE远远超过0.2V。VT1导通时其集电极接近于VI。因此，VT3开关状态中的“开”状态是放大导通，而VT1开关状态中的“开”状态是饱和导通。

　　

　　图5开关管VT1基极与集电极的电压波形（负载5Ω）

　　（1）计算CCM模式的输出电压

　　当负载不变、电源电压降低到10V时VT1集电极的电压波形如图6所示。这时，变换器工作于CCM模式且工作频率也有较大的变化，由图5的34kHz上升到图6的157kHz。因此，这种自激式Buck变换器属于混合调制型，即开关管的工作频率及导通时间均会发生变化的开关电源。

　

　　图6电源电压为10V时VT1集电极的电压波形（负载5Ω）

 

　　如图6所示，工作频率f约为80kHz，折算成周期

　　T约为12.5μs，开关管导通时间tON为7.1μs，故占空比D=7.1μs/12.5μs≈56.8%。

　　根据公式（1），得

　　

　　考虑到续流二极管VD1的正向压降约为0.7V及线路压降，这个结果在可以接受的范围内。

　　（2）计算DCM模式的输出电压

　　当电源电压恢复为25V，以VT3发射极为参考地，VT3基极与VT1集电极的电压波形如图7所示。因以VT3发射极为参考地，故VT3基极的波形就是其发射结的波形。由于VT3发射极约有8.6V直流电压，因此，以VT3发射极为参考地测试VT1集电极时，整体波形沿基准零电位向下平移约有8.6V。

　　图7以VT3发射极为参考地，VT3基极与VT1集电极的电压波形（负载5Ω）

　　如图7所示，工作频率f约为33.3kHz，折算成周期T约为30μs，开关管导通时间tON为4μs，故占空比

　　D=4μs/30μs≈13.3%。

　　根据公式（1），得

　　VO=D×VI=tON/T×VI=13.3%25≈3.33V

　　显然，这个结果是错误的！因为此时系统工作于DCM模式，公式（1）不再适用，而应采用公式（2）。如图7所示，电感电流不为零的时间tOFF‘为13μs（=2.6div5μs/div）。

　　根据，公式（2）得　　

VO=tON/（tON+tOFF’）×25=4/（4+13）×25≈5.88V

　　考虑到续流二极管VD1的正向压降约为0.7V，这个数值与前面CCM模式时的相差很小！

　　（3）电阻R5与R6的作用

　　电路中，VT1集电极的输出电压VC1经R6与R5分压加到TL431的阳极（A），在TL431的阳极（A）与地之间垫入一个附件电压∆VR5，∆VR5是TL431的工作

　　电流与的电流在上共同作用的结果。TL431参考端（R）的电压为（≈2.5V）可表示为：

　　VR8=Vref+∆VR5

　　式中，是TL431参考端（R）与阳极（A）之间的电压，=2.5V，可见很小。

　　稳态时为定值，当VT1导通时升高，增大，则必然减小。根据TL431的工作特性可知，其吸纳的电流减小，VT3基极升高，驱动VT2的电流增大，加速VT1导通。当VT1关断时只是TL431的工作电流在上的作用，与之前相比减小，则必然增大。TL431吸纳的电流增大，VT3基极下降，驱动电流VT2的减小，加速VT1关断。因此，

　　TL431阳极（A）对地的附件电压，在VT1开关转换时起至关重要的作用。

　　由于决定开关状态的根本原因是脉宽调制管VT3的发射结压降VBE3，当VBE3大于约0.7V时VT3导通（见图7所示VT3发射结波形的顶部区间），否则VT3关断。VT3的基极的电位受TL431控制，发射极电位是充电电压。因此，制约开关频率因素有负载，L1的电感量，R2、R3分压及C2容量等。

　　3、输出功率与效率

　　表1是电感L1为56μH，系统在不同电压、不同负载下的工作状况。

　　

　　4、测试

　　根据实际测试体验，影响效率的主要因素有3个：开关管的开关损耗、电感和续流二极管VD1。开关管的开关损耗与开关频率有关，电感的损耗与磁芯的磁通密度及线径有关，续流二极管VD1的损耗与导通降压关。增大的电感量，可以减小输出电压的纹波，在一定限度内提高变换器的效率，但电感量太大，直流电阻及损耗也变大，效率反而降低（笔者手摸电感有明显热感）。

　　安森美公司推荐电路（见图8），在输出5V&1A时效率为82%。由图8可见，开关管为TIP115，脉宽调制管为MPSA20，续流二极管为1N5823，电感为150μH@2.0A，额定输出为5V@1.0A。

　　

　　图8安森美公司推荐电路

　　采用图4所示电路是基于能输出大功率的Buck变换器效率很难做得很高，比如L4960的效率只有73%；效率高比较高的JRC2360输出功率做不大。输出功率大、效率又高的价格就昂贵。本文用分立元件构成的Buck变换器具有输出功率大效率高的特点，元器件易于购买，价格便宜，非常经济实惠。