什么是电路拓扑结构_多种pfc电路的拓扑结构介绍

　　什么是电路拓扑结构

　　由于拓扑约束与元件的特性无关，在研究拓扑约束时，我们可以将电路中的元件用线段代替，画成一些由线段组成的图，如图1（a）中的电路图画成为图1（b）的拓扑图。

　　我们称图1（b）为图（a）所示电路的“图”，图中的各线段称为支路，线段的连接点称为节点。因此，图的确切定义是：一组节点与支路的集合，其中每一支路的两端都终止在节点上。在上图中，a，b，c，d，e，f，g，h为支路，1，2，3，4，5为节点。

　　在图中构成闭合一个闭合路径所需的数量最少的支路的集合称为回路，在回路中去掉一个支路则不能构成闭合路径。例如图2（a）所示的支路集合（a，b，c，d），（d，e，h）和（g，h）均为回路。在一个图中可以有许多回路。如果回路中不包围其他支路，则称这样的回路为网孔。在图2（b）中有4个网孔，它们是支路集合（a，b，c，d），（c，e，f），（d，e，g）和（g，h）。

　　如果在图上标明各支路电流（或电压）的参考方向（通常采用电压和电流的一致参考方向来同时表示电压和电流），这样的图则称为有向图，如图3所示。

PFC电路介绍

PFC就是“功率因数校正”的意思，主要用来表征电子产品对电能的利用效率。功率因数越高，说明电能的利用效率越高。PFC有两种，一种是无源PFC（也称被动式PFC），一种是有源PFC（也称主动式PFC）。无源PFC一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，但无源PFC的功率因数不是很高，只能达到0.7~0.8；有源PFC由电感电容及电子元器件组成，体积小，可以达到很高的功率因数，但成本要高出无源PFC一些。

无源功率因数拓扑结构

管什么样拓扑结构的无源功率因数校正电路，其能达到功率因数校正的目的，原理都是差不多的。简单来说就是通过一些无源元件，如电感、电容等的储能特性来延长整流部分二极管的导通时间，以此使流过负载的电流发生畸变的程度大大减小。一般来讲，这种电路的结构都比较简单，易于实现，而最后得到的功率因数值也与这些元件有很密切的联系。

由于二极管整流存在的诸多问题，一般采用的无源功率因数校正电路有：采用滤波电感的无源功率因数校正、采用填谷方式的无源功率因数校正、采用串联谐振的无源功率因数校正、采用直流反馈式的无源功率因数校正、采用高频反馈式的无源功率因数校正。下面仅对用得最为广泛的前三种无源功率因数校正拓扑结构进行分析。

1.采用滤波电感的无源功率因数校正拓扑

采用滤波电感的无源功率因数校正电路的主拓扑结构是在整流器和滤波电容之间串联一个滤波电容。其主电路图如图2-1。

图2-1中，由于当有变化的电流流过滤波电感时，会产生一个反电动势，其方向阻止电流发生变化，因而使充电电流的峰值比未加电感前要低，也由于它产生反向感应电动势的这一特性，使得在输入电压达到峰值后，之前导通的二极管两端的电势差仍能保持它的导通状态，因而增大了输入电流的导通角。

然而，在现实生活中，通常会将滤波电感置于整流之前，这样做有一个好处，就是交流电源内没有经过整流而得到的直流分量，这样的电流流过电感，不会使电感的铁芯因达到饱和而影响使用。其改进的拓扑结构如图2-2。

采用该方式，在满载时的功率因数一般可达到0.9以上。该方式线路简单，平均无故障时间长，无需对设计控制电路，能很大程度抑制3次以上的奇次谐波，且产生的电磁干扰基本上比较小，仅在电路中串联一个滤波电感，因而成本比较低。但由于元器件的性质，这种拓扑用于小功率的场合还比较广泛。

采用这种方式的无源功率因数校正法，由于电感元件在能量的传递中起载体的作用，因此电感器元件的选型是一个关键，其参数的大小直接影响着功率因数校正的效果。为了将畸变的电流转变为连续电流（即在每半个周期波形中，整流二极管导通角度要达到180°），滤波电感应达到一个门槛值。其大小与整流滤波电路的等效负载电阻之间的关系为

式2-1中，LC是滤波电感门槛值，单位为H；RL是等效负载电阻，单位为Ω；ω是电压输入角频率，ω=2πf，在国内系统里，ω=314。

从上述关系不难看出，选择的电感与等效负载电阻之间基本上有1Ω配1mH电感的关系。上述关系能得出，采用电感作为无源功率因数校正的手段时，等效直流负载最好是恒定的负载，否则无法保证线路中的电流连续性，也就无法保证功率因数校正的有效性。此外，还要注意满载时，电感器绝对不会进入饱和状态，否则电感量的减小将无法保证线路中的电流连续性。

但这种无源功率因数校正电路在应用中容易发热，也会产生频率比较低的噪声，器件占用面积大，器件本身也较重。而且由于很多电源在工作时并不是在额定功率下工作，即无源功率因数校正电路不是处于满载运行状态，使得实际得到的功率因数值比满载时还要略低些。

2.采用填谷方式的无源功率因数校正拓扑

近年来，无源功率因数校正技术也有所发展，采用填谷方式的无源功率因数校正法就是其中的一种，利用由电容和二极管网络构成的有功率因数校正作用的整流电路。其基本结构如图2-3所示。

当输入电压UIN高于C1和C2上的电压之和时，两个电容处于串联充电状态，并且UIN=UC1+UC2=UL，这一情况一直持续到输入电压的峰值。当UIN越过峰值以后，对普通桥式整流的单个电容滤波电路来说，整流桥的二极管将由于滤波电容上的电压高于输入电压的峰值而反向偏置，帮整流桥截止。但对填谷方式的无源功率因数校正电路来说，电容C1和C2的充电已经结束。但是无论C1还是C2，其单个电容上的电压比不上外加充电电压，因此这两个电容的放电不能进行（这时与C1和C2串联的二极管VD1和VD3被反向偏置），使得UL上的电压基本上还是跟踪输入电压在变化，直到输入电压等于其峰值电压的一半时，VD1和VD3向负载放电。在此之间，整流桥一直导通，一直有电流通过。等到输入电压等于其峰值电压的一半时，VD1和VD3由于正向偏置而导通，电容C1和C2用并联方式开始以指数规律通过VD1和VD3向负载放电。在此之后，由于输入电压低于C1和C2上的电压，整流桥始终保持截止，电源电流将出现死区。当输入电压越过正半周、进入负半周时，在开始的一段时间里，输入电压仍然低于UC1和UC2上的电压，所以整流桥依然反向偏置，不能导电。只有当输入电压高于UC1和UC2时，整流桥才能重新恢复导通，电源电流再一次对C1、VD2和C2充电，UC1+UC2的电压重新跟踪输入电压，按正弦规律上升，于是重复前面描述的情况。如此周而复始，循环不已。

表2-1是填谷方式的无源功率因数校正电路与普通桥式整流、电容滤波电路的参数测试结果对比。

由表2-1中得到填谷方式的无源功率因数校正电路的电流总谐波含量为28%，线路功率因数为0.894，而普通桥式整流、电容滤波电路的电流总谐波含量为117.5%，线路功率因数为0.592。

从表2-1可见，填谷方式的无源功率因数校正电路与普通桥式整流电路相比，3次谐波分量由77.1%降至10.8%；总电流谐波含量由117.5%降至28%；线路功率因数由0.592提高到0.954。

填谷方式的无源功率因数校正电路已应用于电子镇流器等小型电气设备［9］。这种方式虽能获得较高的输入功率因数，但是还不能非常有效地抑制输入电流中的谐波含量，所以应用中还是受到了限制。

用示波器观察图2-3所示电路的电压和电流波形可以发现，填谷方式的无源功率因数校正电路输入端电源电流波形的幅值明显降低，死区时间大大缩短，整流桥的导通角度达到120°以上，波形趋于连续，包络趋于正弦波形。但从直流输出电压UL的质量看，填谷方式的无源功率因数校正电路的输出电压纹波较大，脉动系数大，直流电压的测值约为230V，比较接近于交流输入电源电压的有效值，比普通桥式整流的电容滤波电路的直流输出电压低15%。在图2-3中，如果用一个电阻或电感与二极管VD2串联时，可进一步改善输入电流的波形。

填谷式无源功率因数校正电路是一种典型的逐流电路，它在90年代的照明电路中应用广泛，其功率因数校正值相比直接采用滤波电感的电路所能达到的值更高一些，而且也没有了电感元件，因而没有了对电感的高要求。但这种电路的供给开关管的直流电压波峰比很高，电流波峰比也很高，这种电路由于电路输出电压谷值只有电解滤波电路谷值的一半，因而不适合做降压电源。

3.采用串联谐振的无源功率因数校正拓扑

图2-4给出了一种串联谐振的无源功率因数校正法的电路及其工作波形。从图2-4（a）中可见，谐振电路串联在输入电源与开关电源之间。谐振电路由电感L和电容C组成并联谐振电路，电阻R为阻尼电阻。该电路在理想谐振时对3次谐波电流呈现无限大的阻抗，故没有谐波电流过载的可能。

串联谐振电路的阻抗为：

当工作频率ω等于谐振频率ω0=1/（LC）1/2时，电路阻抗等于阻尼电阻R。阻尼电阻R取得比较大［（如200W负载时取27kΩ），所以负载侧的3次谐波电流不可能注入电网侧，进而改善了电网侧的电流波形，如图2-4（b）所示。由图2-4可知，由于3次谐波被吸收，电网侧电流波形变方，峰值电流明显减少。此时，整流电路在50～200W输出功率下，功率因数为0.81～0.92左右。

有源功率因数拓扑结构

从原理上说，任何一种直流电压变换器的拓扑都可以用做有源功率因数校正器的主电路。从实用上来说，有源功率因数校正控制的芯片种类繁多，每种芯片的控制方式也不尽相同。下面仅就其主电路拓扑来进行分析。

有源功率因数校正分为有变压器隔离和没有变压器隔离两类。每一类有6种拓扑：降压式（Buck）、升压式（Boost）、升压—降压式（Buck-Boost）、串联式（Cuk）、并联式（Sepic）以及塞达式（Zata）。按激励方式分，有自激式和他激式两种。自激式包括单管式和推挽式，他激式包括调频式（PWF）、调宽式（PWM）、调幅式（PAM）和谐振式（RSM）4种。而按主电路是单相还是三相，采用硬开关技术还是软开关技术等等又能划分出不同种类，由这些不同种类相结合能换化出许许多多的拓扑，如果一一细说，很难将其全部囊括在内，这里仅就应用上比较多的几种非隔离型单相硬开关有源功率因数基本结构进行分析。

1.降压式有源功率因数校正主拓扑

降压型有源功率因数校正电路的开关晶体管可以采用双极型晶体管也可以采用功率MOSFET。MOSFET管的开关速度较快且基本没有存储时间消耗，因而应用在工作频率较高的电路中，开关管的损耗比较小；而且MOSFET管所需要的开关驱动功率比较小，因而在设计开关驱动电路时省去了功率放大等一些电路，降低了整体功率因数校正电路的复杂性。而双极型晶体管在导通后的电阻比较低，因而较适用于工作频率比较低的情况，因为这种电路的开减损损耗并不明显。图2-5所示的电路拓扑主要针对高频电路，故采用MOSFET来进行分析。

图2-5所示电路的工作原理是：当开关管Q导通（TON）时，输入电流通过Q流过电感L，在电感L未达到饱和前，通过电感L的电流呈线性增长。电感L将电能以磁场的形式存储起来，随着电源电压VS对电感L充电，流过电感L的电流再对电容C充电，并提供负载电流，二极管D因反向偏置而截止。只有当开关管Q导通时，来自电源的电流才会流动。当开关管Q截止（TOFF）时，电感L线圈中存储的磁能不能突变，只会慢慢消失，维持了流过电感L的电流保持不变，磁场的消失使电感L两端的电压极性颠倒，为二极管D提供正向偏置电压而使其导通。这样电感L和电容C在TOFF期间共同为负负载提供电流。若不计二极管D和开关管Q上的压降，得到的输出电压VO为：

这种电路拓扑结构中的开关管所承受的最大电压是输入电压的最大值，因而其电压应力较小，由于开关管位于整流电路之后，当电路的输出后级发生短路时，可以利用开关管的关断实现输出短路保护。但降压型有源功率因数校正电路在输入电压大于输出电压时才能工作，而其输入电压在整流后的正弦波，在正弦波电压为0的地方就不可能再降压了，因此，这种电路会有一段死区时间影响功率因数值。且其输出电压较低，对比相同的功率级别，其后若接DC/DC电路，其所需的电流应力将较大，且开关管门极驱动信号的接地并没有跟输出接地连接在一起，驱动电路的设计比较复杂。由于输入电流是脉动的，功率因数提高受到了限制，且EMI环境差，往往需要一个输入滤波器，而且只能使电压降压，通常适用于大电流和中功率（直到大约800W）的降压情况［14］下。相比输出高电压的校正电路在相同的功率等级下可以减小电流、减小电感的体积的情况，降压型电路由于自身拓扑结构输入不能低于输出的限制，达不到非常好的功率因数校正效果。

2.升压式有源功率因数校正主拓扑

图2-6为升压型有源功率因数校正主电路的原理图，这种电路的工作过程如下：

当开关管Q导通（TON）时，输入电流开始流过电感L，在电感线圈磁性未达到饱和前，电流呈线性增长趋势，电能转化为磁能储存在电感L中。因此，在TON期间，负载的电压和电流都由电容C供给。当开关管Q截止（TOFF）时，由于电感L存储的磁能不会马上消失，但其感应电动势会使电感L两端的电压极性改变，维持通过电感L的电流不变，电感L的放电电压的极性与VS相同，且与VS相串联，电压高于输出电压。因此，存储在电感L中的磁能通过正向偏置而导通的二极管D传送到负载和电容C，起到一种升压的作用。如果忽略损耗和开关元件上的电压降，则有VO=VS/（1-D）（D为占空比），可见，VO不可能增大到无穷大，各种电阻性损耗元件将使输出电压以某个上升比（通常在5～10之间）达到一个极限值。

升压型有源功率因数校正电路的输入电流就是流经电感的电流，因而输入电流不会出现断流的情况，运用电流模式可以很方便地对电感电流的开关进行控制，对输入滤波器的要求较低，因此能方便的解决EMI的问题，而且这种电路在交流电的整个周期内都能进行功率校正，因此要获得较高的功率因数相对而言比较容易；开关管的门极驱动信号地由于与输出地接在一起，其源极电压为0V，因此开关管驱动起来较容易；输入电流呈连续状态，使得开关管峰值电流相对较小，电流追踪输入电压的变化也相对较容易，因此，这种电路可适用于电压变化比较大的情况，此电路供给后级输出的能量部分由市电直接供给，另一部分则通过电—磁—电的转换得到，因而得到的效率比较高。这种电路中的开关管的最大电压应力等于输出电压值，且能正常工作在国际标准的全电压和整个频率范围内，因而应用最广泛。但升压型有源功率因数校正电路的输入和输出之间没有进行绝缘隔离，且由于输出纹波较大，一般用于功率较低（最高大约为500W）、电流较小的情况下，由于输出电流以脉冲形式输送到负载电阻和电容C上，故会产生噪声问题［15］，升压型变换器只能使电压升高，而输入电压低于输出电压容易使电路失控而导致产生过大的电感电流，而且由于它是一个升压电路，输出电压一般在380～400V，若想得到低压输出，则必须在其中增加一级能降低电压的DC/DC电路。且其最终的输出电压一定高于输入电压的最大值，最终得到的输出电压比较高，这样不利于对开关管进行输出短路保护。

目前这种电路的拓扑结构已经比较成熟，也针对这种结构出现了专门的控制芯片，且运用诸如平均电流控制模式、峰值电流控制模式、滞环电流控制模式等控制方式已广泛应用在有源功率因数校正电路中。

3.升-降压式有源功率因数校正主拓扑

图2-7为升—降压型有源功率因数校正主电路的原理图，这种电路的工作过程如下：

如图2-7所示电路，当开关管Q导通（TON）时，接在VS两端的电感L通过开关管Q形成回路，电源电流流过电感L，向其充电，此时，二极管D反向偏置而截止，负载由预先存储了能量的电容C供给能量。当开关管Q关断（TOFF）时，同样由于电感内含的磁场并不能发生突变，但产生的感应电动势将使电感L的电压极性发生颠倒，二极管D因此正向偏置而导通，存储在电感L中的能量因此能通过D而输送到电容C和负载R，电感L放电，同时向电容C和负载R供电。

升—降压型有源功率因数校正电路即能实现对输入电压升压，又能实现对输入电压降压，且在电源的整个输入周期内都可以连续工作，因此，这种电路的输出电压可以在一个比较大的范围内选择，而且根据不同的选择，其后级能适应不同的设计要求，灵活性较大，同样在电路发生短路时，也能利用开关管Q的关断实现短路保护。为了从电源吸取与输入电压呈线性关系的基波电流，避免向电网回馈谐波，这种电路拓扑虽然实现了提高功率因数的要求，但由于后级的能量全部由电—磁—电转换得到，因而效率比较低。而且开关管所承受的电压为输入电压与输出电压之和，因此开关管承受的电压应力比较大，同样，电路只有在开关管导通时才有输入电流流过，因而承受的峰值电流比较大，开关管的门极驱动信号接地同样不与输出接地连接，因而驱动比较复杂，除此之外，升—降压型有源功率因数校正电路还与前面提到的两种电路有一条比较明显的缺点就是其输出电压的极性与输入电压不一致，这也使得后面的逆变电路设计起来比较困难。

由于来自电压源Vs的电流及经过二极管D送到输出部分的电流都是脉动的，所以难于控制极性反转式中的传导电磁干扰（EMI），传导EMI包括各种开关瞬变，它们通过电源线进行传送，并干扰连接到同一电源电路的其它设备。

针对前面几种基本有源功率因数校正电路的分析，目前应用最广泛的仍是升压型有源功率因数校正电路。但由于升压型有源功率因数校正电路中的电感工作于连续电流模式，使得续流二极管有反向恢复方面的问题，目前应用得较多的是快恢复二极管，但解决升压型有源功率校正电路的那些缺点仅着眼于这个二极管，并不能达到非常满意的效果，目前研究得较多的是在有源功率因数校正电路中加入无源功率因数校正电路，或者运用软开关技术辅助有源功率因数校正，改善续流二极管的关断环境，也可以用SiC材料做成的肖特基二极管代替普通二极管，解决续流二极管的反向恢复问题［16］。此外，在小功率应用场合，也有将AC/DC以及DC/DC两种拓扑结构联合使用的，构成多级拓扑，实现电气隔离，或者采用无桥功率因数校正，减少输入能量在二极通断过程中的损耗。总之，不论采取什么样的方法，其最终目的都是要针对升压型功率因数校正电路的缺点进行设计，在保证功率因数校正电路的高效率、高功率因数和可靠性外，尽量降低应用成本。本课题也将随着这一研究思路，在分析现在应用较多的基本电路拓扑的基础上，剖析各拓扑结构的特性及优缺点，设计出新型的电路拓扑结构，尽量扬长避短，在拓扑结构上提升功率因数校正电路的整体性能和效率。并通过比较分析和仿真验证。