LLC型串并联谐振半桥变换器（l6599变压器设计）

1、电路拓扑和工作原理

半桥LLC串并联谐振变换器电路结构如图1所示，VT1、VT2组成上下一对桥臂，C1、C2和VD1、VD2分别为MOS管VT1、VT2的结电容和寄生反并二极管，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器激磁电感Lm构成谐振网络，Cr也起了隔直电容的作用。变压器副边为桥式整流，Co为输出滤波电容。

图1  半桥LLC型串并联谐振变换器拓扑

当变换器工作在fm《fs《fr频率范围内，用SABER软件进行仿真，主要波形如图2所示，UCr是Cr两端电压，Uds1为MOS管VT1漏-源电压，io为输出电流，ir和im分别为谐振电流和变压器原边激磁电流。

图2  额定负载下fm《fs《fr频率范围内主要仿真波形电路

工作可分为两个阶段：

（1）传输能量阶段：Lr和Cr上流过正弦电流且ir》im，能量通过变压器传递至副边；

（2）续流阶段：ir=im原边停止向副边传递能量，Lr、Lm和Cr发生谐振，整个谐振回路感抗较大，变压器原边电流以相对缓慢的速率下降。

通过合理设计可以使变压器原边MOS管零电压开通，副边整流二极管在ir=im时电流降至零，实现零电流关断，降低开关损耗。如上所述，变换器工作在fm《fs《fr频率范围内时较为有利。

2、参数设计

1）主电路参数设计

半桥LLC谐振电路是一非线性电路，在此先将其转换为一线性电路（如图3），采用基波法分析。推导得变换器直流增益Gdc为：

式中x为开关频率fs相对于谐振频率fr的归一化频率；n为变压器原副边匝比；系数k是Lr把Lm归一化的量，定义k=Lm/Lr;串联谐振电路品质因数为Q.

变换器能量传递主要由谐振网络从输入源侧传送到负载端，谐振网络是整个变换器设计的重点。而LLC谐振变换器各参数间关系及影响较两元件谐振变换器要复杂，需在初步确定各参数值的基础上再进行整体优化。

先根据电压增益和工作频率选取n，n需满足轻载下的最低直流增益要求。再根据式（3）在Uin最大且空载（Q=0）情况下须达到要求的Uo来选取k值。当n、k固定时，Gdc、x和Q的关系如图4所示。每条增益曲线随着频率的增大都是先增大后减小，在某个频率点处都有一拐点，且随Q的增大最大直流增益减小，拐点频率则增大。对于各Q值相应的Gdc曲线上的拐点，我们在此引入归一化输入阻抗：

其中Zn为归一化输入阻抗，Zin为谐振网络的输入阻抗，Zr为特征阻抗，Zr=2πfrLr.

由图5可见当x《x0时谐振网络的输入阻抗Zin呈容性，x》1时Zin则呈感性，x0《x《1时Zin呈容性还是感性则取决于x和Q.Q一定时，fs较fr越大越容易呈容性，相反越接近则越易呈感性；fs一定时，Q越大越易呈容性，Q越小越易呈感性。当输入阻抗呈阻性时得：

谐振网络工作在感性区内时，输入电流滞后于输入电压，当一桥臂驱动信号由高电平变为低电平时电流对上、下桥臂MOS管结电容充放电以使得另一桥臂零电压开通。当x》xz时工作于感性区域，由式（3）和（5）得：

其中Ceq为MOS管的寄生结电容，td为VT1、VT2均没有触发信号的死区时间。

在fm《fs《fr范围内选取Q≤min{QZVS1，QZVS2}，才能确保随着Uin升高，为维持Uo而提高开关频率的变换器仍工作在感性区域。

图6表示n、Q一定不同k值时Gdc曲线图，可见k值越小时相同频率变化范围内Gdc变化越明显，有利于宽Uin范围的调节；而k越小在一定程度上Lm越小，则由电流增加带来的开关管及变压器损耗的增加会影响变换效率。k值越大时最大Gdc越小，Uin较低时使得Uo无法满足设计要求，且k越大fm和fr间频率范围越大，不利于磁性元件的设计，需折中优化选取k值。

根据上述步骤选定主要谐振参数后，结合各参数间的相互关系，可进行合理优化选取。

2）控制电路设计

意法半导体（ST）于2006年推出了一款专为串联谐振半桥拓扑设计的双终端控制器芯片L6599，该芯片可直接连接功率因数校正器的专门输出，轻载时能让电路工作于突发模式，提高轻载时变换器的转换效率。

（1）工作频率范围设置。

见图7，电阻RFmax一端与4脚相连，另一端连在光耦中三极管的集电极端，输出端的反馈信号通过光耦对这一支路上电流的调节，改变3脚上电容CF的充放电频率从而实现频率的改变。

RFmin确定谐振变换器的最小工作频率，当输出电压小于等于额定电压时变换器工作在固定的最小开关频率。

（2）过流和过载保护。

PWM变换器通过控制开关管的占空比实现能量流动，检测电流超过设定的极限值时预先终止开关管的导通便限制了能量地流动。而谐振变换器的占空比固定，通过改变频率来限制能量流动，这意味至少要到下个振荡周期才能察觉频率的变化，若要有效地限制能量流动，频率的变化率必须低于频率本身。检测电流输入的初级电流须均分，测量电路见图7.

（3）欠压保护输入。

在DC/DC前级再加PFC的系统中，根据PFC级的输出电压此功能就相当于一个上电/断电顺序或欠压保护输入。高压直流输入电压通过电阻分压后接到L6599的7脚（LINE），与内部基准进行比较。

（4）轻负载突发模式。

在轻载或空载时开关频率会达到最大值，为确保输出电压可调并避免失去软开关条件，且尽可能减小im引起的损耗，采用突发模式，一部分开关周期被较长时间的隔开，以降低平均开关频率，平均激磁电流随之减小，损耗也会减小。

（5）驱动电路。

对高压侧开关的驱动采用自举方式，L6599内部整合了一高压浮动结构以承受超过600V的电压，并有同步驱动高压金属氧化物半导体，取代了外部快恢自举二极管，本文所选择的驱动电路如图7。

3、实验验证与分析

基于L6599研制串并联谐振半桥变换器样机一台，并进行实验验证。该样机的主要参数如下：

输入电压：Uin=270V±10%DC

输出电压：Uo=±180VDC

输出额定功率：Po=550W

按上述方法选取n=0。4，k=6。5，Q=0.39，电路最小工作频率120kHz，谐振频率100kHz，由此得谐振参数：Lm=130μH，Lr=20μH，Cr=0.15μF.

输入电压相同输出负载变化时，谐振网络的输入归一化阻抗、直流电压增益发生使得工作频率变化，实验波形如图8所示。

在输入电压一定（输入为额定电压）、负载不同的情况下，MOS管零电压开关的实现如图9所示。对于相同的直流电压增益比，随着载变轻工作频率会相应提高但根据设计仍能保证MOS管的零电压开通。

输出功率相同而输入电压不同时此实验样机在整个输入电压范围内均可实现功率管的零电压开关，见图10。

图9和图10可见该样机在要求的电压和输出负载范围内均实现了开关管的零电压开通。

谐振变换器正是靠改变工作频率来调节输出电压，图11（a）表示随着输入电压升高工作频率变大；图11（b）则表示输入电压相同时负载电流的增大而开关频率减小，与理论分析的基本一致。

图12（a）最高效率在95%以上，额定输出时效率为94.5%;在输出功率一定时，随着输入电压的升高，输入电流减小，开关管的导通损耗及变压器的铜损有所减小，变换器效率相应的有所提高，如图12（b）。

4、结束语

本文介绍了LLC型串并联谐振半桥变换器的直流增益特性、谐振腔阻抗特性以及软开关实现的条件等，并根据分析给出主要参数设计方法，以及集成芯片L6599外围控制电路设计。最后调试完成550W样机一台，试验结果证明上述分析及设计方法的可行性。