关于IGBT全桥逆变隔离驱动辅助电源的设计

0 引言

近年来，随着电力电子技术的不断发展，特种电源技术也得到飞速发展。高压电源作为特种电源的一种，在医学、环境学、航空航天以及电信等领域也发挥着越来越重要的作用[1-3]。目前，大功率直流高压电源普遍采用全桥逆变电路实现低频交流向高频交流的转换，从而降低变压器的体积，提高电源效率。IGBT由于其兼备场效应管易于驱动、控制简单、开关频率高的优势与BJT双极型器件低饱和压降、容量大的特点，被广泛应用于大功率全桥逆变电路中。然而，IGBT存在关断电流拖尾现象[4]，处理不当很容易造成器件击穿。为了保证IGBT可靠关断，通常采用IGBT专用驱动模块，实现IGBT负压关断，保证全桥逆变电路的安全运行。

全桥逆变电路中，四个IGBT驱动电路不全共地，为了保证驱动电路工作的一致性，需要四组隔离电源分别为驱动电路供电。鉴于反激式开关电源具有电路拓扑简单，输入输出电气隔离、能够高效提供多路直流输出的特点，本文以单端反激变换器为主电路，采用峰值电流型PWM控制芯片UC3845设计了一种实用新型的11绕组，9路直流隔离输出的开关电源。

1 辅助电源设计要求

M57962L作为IGBT专用栅极驱动器[5]，模块采用正负双电源供电(+15 V与-10 V)，图1为采用M57962L的IGBT驱动电路设计。

为实现全桥电路四个IGBT专用驱动模块的隔离供电，辅助电源采用反激式开关稳压电源设计，具体设计指标如下：

(1)输入：220 V AC，电压波动±20%；

(2)输出：4路IGBT驱动隔离供电输出(+15 V/0.5 A，-10 V/0.5 A)，1路控制电路供电输出(+12 V/1.5 A)，1路辅助绕组输出(+15 V)用于PWM控制芯片供电，输出电流较小，参数计算可忽略。

(3)工作频率：65 kHz；输出功率：68 W；工作效率≥85%。

2 硬件电路设计

反激式开关电源设计主要包括以下几个部分：EMI滤波与全波整流、RCD箝位吸收、高频变压器设计、环路反馈调节以及PWM控制芯片外围电路设计，下面进行详细阐述。

2.1 硬件电路结构与工作原理

图2为所设计的IGBT隔离驱动辅助电源的整体电路图。上电后，220 V工频交流电经过EMI滤波、全波整流和滤波电容C3、C4后得到310 V左右的直流；310 V直流电通过启动电阻Rstart对电容C23充电，当电压上升至门槛电压（8.4 V）时，UC3845开始工作；然后由反馈绕组供电，电压维持在+15 V左右。+12 V输出绕组两端的电压通过PC817与TL431构成的环路补偿网络将输出电压反馈信号输入到UC3845的反馈端（VFB端）。UC3845根据副边输出电压反馈信号与原边输入电流采样信号调节PWM输出信号的占空比，从而实现开关电源的稳压输出。

2.2 EMI滤波与全波整流

开关电源在工作过程中，开关噪声的存在会对电网产生电磁干扰，为减轻开关电源带来的电网高次谐波干扰，同时提高开关电源的抗干扰能力，电路设计中需要加入EMI滤波器[6，7]。

2.3 RCD箝位电路设计

由于变压器漏感的存在，使得开关管关断时，由漏感储能引起的电流突变会产生较大的关断电压尖峰，造成开关管击穿，因此需要设计箝位吸收电路对关断电压尖峰进行抑制，从而减小开关应力，保证开关电源的正常工作。

箝位电路分有源箝位和无源箝位两种，两者各有利弊。无源箝位电路不需要驱动和控制电路，应用性强，成本低；有源箝位电路需要额外的驱动和控制电路，成本较高。综合两者的利弊，本设计采用RCD无源箝位吸收电路[8，9]，在保证电源效率和安全工作的基础上，实现关断电压尖峰的有效抑制，减小了开关管的应力。

2.4 高频变压器设计

高频变压器[10，11]作为开关电源的关键部件，兼有储能、限流、隔离的作用。变压器设计中磁芯材料、参数、结构的正确选取对开关电源工作品质和性能的提高具有重要的促进作用。考虑到磁材工作频率、成本和效率等因素，基于铁氧体磁芯具有中高频损耗低、磁导率频率特性稳定以及成本低的特点，本设计选用铁氧体磁芯材料。下面对反激变压器的设计进行详细阐述。

2.4.1 初级绕组电感

在不考虑变压器漏感的情况下，变压器每个工作周期内传输的能量乘以工作频率即为输出功率Po：

2.4.2 最小占空比计算

当直流输入电压Ui最大时，开关管的占空比取得最小值，即：

2.4.3 磁芯选择

采用面积乘积法对磁芯尺寸进行估计。当已知初级绕组的线径时，带绕组的磁芯所占的AP*值可以表示如下：

查询常用铁氧体磁芯参数表，在保留一定裕量的条件下，EE40磁芯满足功率传输要求：Ae=1.27 cm2，Aw=1.78 cm2，AP′=AeAw≈2.2 cm4>AP。

2.4.4 初次级绕组及辅助绕组匝数

初级绕组匝数为：

由于次级绕组为多路输出，考虑将最小输出电压10 V作为主输出进行计算，并假设次级整流二极管正向导通压降为0.7 V，则次级绕组匝数为

其中，N10，N15，N12，Na分别为次级-10 V，+15 V，+12 V输出绕组与辅助绕组匝数。

2.4.5 初次级绕组及辅助绕组线径计算

绕组线径与绕组中流过的电流关系为

考虑高频下电流趋肤效应的影响，对应开关频率fs下的趋肤深度为δ，则绕组单根线径应小于2δ，因此常采用多股并绕。

2.4.6 气隙长度lg

对于单向励磁变压器设计，为防止磁芯工作过程中发生磁饱和，通常采用添加气隙的方式予以避免。气隙长度为：

2.5 TL431A+PC817A环路反馈补偿

为保证IGBT可靠开通与关断,实现全桥逆变电路的稳定工作,一方面对IGBT驱动电路供电电源输出电压的稳定性有要求；另一方面，由于驱动电路属于动态负载，因此对供电电源的负载调整率也有要求。基于三端集成稳压器件TL431A和线性光耦PC817A的环路反馈补偿[12，13]设计在提升电源输出的稳定性与负载调整率方面具有重要的促进作用。

开关电源环路补偿有两种控制模式：电流控制和电压控制。为简化环路设计，提高环路补偿响应速度，本文在电流控制模式下，采用二阶环路补偿电路设计对开关电源的输出进行反馈补偿。

取R7=300 kΩ，C27=20 pF，C28=10 nF，则补偿网络的开环传递函数为：

图3为环路补偿电路开环传递函数的伯德图。图中穿越频率处开环传递函数的相位裕量大于90°，低频增益为40 dB，中频增益为20 dB，可见该二阶环路补偿网络可以有效提高电源输出电压调节的稳定性与快速性。

2.6 UC3845外围电路主要参数设计

UC3845的占空比调节范围为0～50%，其PWM输出频率为时钟频率的一半。本设计中，PWM频率为65 kHz，因此时钟频率为130 kHz，取定时电容CT=1 nF，则定时电阻为：

保留一定余量，取采样电阻值为0.5 Ω/2 W。

3 仿真分析与实验验证

为了验证上述设计方案的可行性与完整性，本文采用了软件仿真与样机研制测试相结合的分析方法对该电源的性能进行分析测试。

3.1 Saber软件仿真

根据图2电路参数的设置，采用Saber软件进行仿真得到如图4所示的电源工作特性曲线分析图。

从图4中曲线分析的结果可得出如下结论：

(1)环路控制流程：UC3845开始工作后，环路补偿输出VCOMP为最大值，此时PWM输出最大占空比为0.383 65，电流反馈起主要作用；随着+12 V绕组输出电压的升高，VCOMP逐渐下降直至输出电压稳定，此时电压反馈与电流反馈联合调节PWM的输出，占空比随负载的大小可变；

(2)环路控制的稳定性：Va过冲电压为0.307 52 V，相对于稳定输出电压，过冲量为2.05%；+12 V绕组输出电压V+12 V平滑无过冲，稳定输出电压的纹波电压为0.017 69 V；可见环路反馈控制的稳定性强，精度高；

(3)环路控制的快速性：UC3845开始工作后，环路补偿输出以12 431 V/s的压摆率上升至最大值，电流反馈主要作用，PWM占空比最大，V+12 V以2 516.9 V/s的压摆率上升至稳定输出电压；当V+12 V趋于稳定时（tsettle=0.163 68 s），VCOMP滞后1.09 ms趋于稳定（tsettle=0.164 77）；由此可见环路控制具有很高的调节速度。

开关管在工作过程中，RCD箝位吸收电路对开关管的关断尖峰抑制具有重要作用。考虑电源工作效率与选用MOS管的耐压（Vds=800 V），仿真中箝位电阻选用两个56 kΩ电阻并联，箝位电容容值为10 nF，得到如图5所示的MOSFET在不同负载下漏源电压波形。

从图5中可见：轻载时，PWM占空比为0.070 519，漏源电压峰值为539.91 V；重载时，PWM占空比为0.317 88，漏源电压峰值为662.75 V。对于耐压800 V的MOSFET，开关管始终工作在安全电压应力范围内，拥有足够的电压裕量。

3.2 实验测试与分析

依据理论计算与仿真分析的结果，研制了一台实验样机，并对其性能进行了测试与分析。

3.2.1 高频变压器绕制参数

为验证上述变压器设计的正确性，对高频变压器进行实际绕制，实际绕制参数如表1所示。

3.2.2 开关电源性能测试

对样机的4路正负双输出的电压值进行测量，得到如表2所示的差异分析表。从表2中可以看出，4路双输出隔离电源的输出电压具有高度一致性，输出电压稳定，误差在3%以内；输出纹波小，纹波峰峰值在100 mV以内。有效保证了全桥逆变电路中IGBT驱动电平的一致性，延长了IGBT的使用寿命。

3.2.3 原边电流采样与栅极驱动波形

图6为开关管工作过程中变压器原边电流采样与栅极驱动波形，可以看到原边电流与栅极驱动波形平滑稳定，说明该电源设计具有较高的稳定性。电源连续工作2小时，开关管未见明显升温，说明开关管能够在安全电压下开通与关断，RCD箝位吸收电路达到了预期的箝位效果。

3.2.4 IGBT专用驱动模块PWM输入输出波形

将该电源应用于逆变全桥电路中IGBT驱动模块M57962L的隔离供电，检验该电源在动态负载下的稳定性。如图7为M57962L的PWM输入输出电压波形，可以看到在24 kHz的PWM输入频率下，模块PWM输出波形中正负电平输出具有严格的平稳性，波形边沿陡峭，可以有效驱动IGBT的正压开通与负压关断，保证IGBT的可靠工作。

4 结论

本文着手于解决高压电源中全桥逆变主电路中功率开关管驱动电路的可靠供电问题，设计了基于反激式多绕组输出的开关稳压电源，为全桥电路IGBT专用驱动模块以及单片机控制电路的隔离供电提供了良好的解决方案。当然，为了充分保障IGBT的可靠运行，合适的驱动是一方面；另一方面是如何对由全桥回路分布电感引起的关断电压尖峰进行有效抑制，因此还需设计合适的缓冲吸收电路[14，15]，这部分的研究是今后工作的重点。

通过计算机仿真与样机制作测试，验证了理论分析的完整性与实用性。该电源具有结构简单、输出电压稳定、负载调整率高、纹波小等优点。达到了预期要求，能够满足IGBT驱动模块对电源电压、电流的要求，从而在驱动方面保障了IGBT的可靠工作与稳定运行。该方案的实施既可以作为全桥逆变电路驱动模块隔离供电电源的一种解决方案，同时也可用于多电平转换电源适配器的供电需求，因此具有良好的应用前景。