介绍了一种基于LLC谐振变换器的数字充电方案

LLC谐振变换器作为工业应用最为热门的拓扑结构之一，具有组件少、开关应力小、效率高等优点[1]。因此应用于很多场合，特别是高电压低电流输出的应用。LLC拓扑结合了SRC和PRC的优点，不仅可用于升降压状态，同时谐振槽路电流可以反映负载的大小。LLC谐振变换器在宽电压范围很大的情况下具有较好的电压调节特性。LLC谐振变换器中，原边MOS管ZVS开通，副边整流二极管ZCS关断，软开关得以实现，一定程度上降低了开关损耗，便于高频化的实现，提高了效率和功率密度[2]。

文献[1]提出了一种新型LLC拓扑，具有较低的导通损耗和频率变化范围。文献[2]提出了一种混合控制LLC的方法，当其工作在不同输入电压下时，分别采用变频和移相控制。文献[3]提出了一种输入电压范围不宽的定频控制LLC的方法。文献[4]提出了双移相控制双向LLC谐振变换器，在两个功率传输方向上分别采用双移相和变频控制策略。由于LLC串联谐振变换器在宽电压输入下应该具有小的励磁电感来获得高的电压增益，因此造成了原边严重的导通损耗。而变频控制为了覆盖宽范围输入，工作频率范围较宽，不利于磁性元件的设计[3]。

本文通过对LLC拓扑的原理和特性进行分析，对主电路进行优化设计，使其能够在工作电压和全负载范围内实现所有开关管的零电压开关且开关管的电压应力能降到最低。采用定频移相控制可以在不降低频率的情况下获得高的直流电压增益。设计了一台350 V~500 V输入，200 V/5 A输出的样机，利用Saber软件初步验证分析的可靠性，最后对样机进行实验验证，证明了方案的正确性。

1 LLC谐振变换器的原理及分析

1.1 LLC谐振变换器主拓扑结构

LLC谐振变换器如图1所示[1]，与传统谐振变换器不同的是，LLC变换器的一个整流桥臂上的两个整流二级管由SR开关代替。SR开关与初级侧开关同步频率调制，以便减少二级侧开关的导通损耗。

使用谐波近似法可以得到LLC谐振变换器的直流输出电压增益为：

由式(1)可以得到谐振变换器在不同Q值下相应的增益曲线。如图2所示，当其工作在不同负载下，开关频率变化范围较小，不会出现轻载调整率的问题。如果采用变频控制，工作频率范围会比较宽，空载可能会出现电压失调的状态。本文采用定频控制，根据负载电压的变化，调节开关管驱动信号的占空比或移相角以稳定输出电压。

1.2 工作模式分析

本文采用定频移相控制模式，如图3所示。

即在高电压输入时，SR开关打开与原边开关同步，因为电流流过二次测的开关通道，具有较小的导通电阻，次级整流的导通损耗降低。SR开关在不需要关闭之前，整流器电流直接变成0。由于电流流过串联整流二极管和SR开关，整流二极管防止整流电流为负，使SR开关工作在正半周期。当开关频率小于且接近谐振频率时，LLC工作在断续模式，LLC谐振变换器运行方式与传统谐振变换器类似，这里不再具体阐述，其关键波形如图4所示。

当变换器的输入电压低的时候，采用移相控制，即副边SR开关通过控制栅极信号的相移，以至于变换器可以在不降低开关频率的情况下获得高的电压增益。由于变换器工作频率范围较窄，可以选择一个小型变压器，以便降低变压器磁芯尺寸和导通损耗，使其在整个负载获得最大化效率。移相模式下关键波形图如图5所示。

开关模态1（t0~t1）：Q1开通，Lr上的电压为Vin－VCr，谐振电流从漏极流过源极，谐振腔电流iLr线性增长。谐振电流和励磁电流的能量差通过副边整流传递到负载。由于SR2持续导通，加在励磁电感两端电压为零。

开关模态2（t1~t2）：SR2关断，由Cr储存到Lr上的能量通过DR1和SR2输出到电容C0。变压器励磁电感两端电压被钳位，此时VLm=nVout。iLm线性增加，谐振腔电流iLr以（Vin－VCr－nVout）/Lr的斜率减小，最终与励磁电感上的电流相等，即iLr=iLm。

开关模态3（t2~t3）：Dr1关断，因为SR1持续开通，变压器次级不会反射到初级侧。Lr和Lm组成的谐振网络上的电压为Vin－VCr，此时Lr和Lm同步增长。输出滤波电容C0给负载提供能量。

开关模态4（t3~t4）：Q1关段，Q2未开通，进入死区时间。由于SR2保持开通，Cr继续给Lr放电，谐振腔电流线性增长。此时Q2寄生电容开始放电，为Q2的ZVS开通做准备。

开关模态5（t4~t5）：阶段5与阶段1对称，这里不再重复，其余的切换时间变换器工作模态和以上依次对称。

2 LLC谐振变换器设计

2.1 主电路关键参数设计

谐振网络参数的优化设计是决定变换器是否可靠的重要一环。本设计参数：谐振变换器的输入电压为350 V~500 V；额定电压Uin=450 V；输出电压V0=200 V；fr=100 kHz。当输入在450 V~500 V时，谐振变换器工作在谐振频率附近，当输入在350 V~450 V时，在不降低开关频率的前提下副边SR采用移相控制。

(1)变压器变比：

增益范围为0.91~1.30。设计参数时，除了符合增益要求，原副边电流有效值和调频范围要尽可能小。样机参数如表1所示。

2.2 变压器设计

变压器设计得是否合理影响着开关电源的效率和性能。当变换器工作在定频模式下，LLC工作在谐振频率附近，最大磁通密度为：

从式(6)可以看出当输入电压增加时，D减小。根据之前分析在移相期间励磁电感两端电压为零，在输入电压降低时通过定频移相提高输出电压。D的增加使得iLm的振幅降低，由于在最小电压输入时LLC谐振变换器具有最大磁通密度，因此变压器可以选用一个尽可能小的磁芯，以便降低变压器铁芯损耗，提高功率密度。

本设计中变压器采用EI25型磁芯，其磁芯截面积Ae=0.41 cm2，磁通密度Bw=2 140高斯。

2.3 软件部分设计

主程序流程图和ADC中断程序流程图分别对应图6中的(a)和(b)，软件在进行副边移相以实现高压输出的同时也进行电压闭环的调节，使输出电压达到稳定值[4]。由于DSP芯片内部带有ADC模块，LEM采样将输出电压反馈给DSP的ADC模块，在AD中断程序里读取采样，读取输出信号并且对采样结果进行存储，然后通过数字滤波后进行PID控制算法的调用，根据计算后的误差对所需控制量进行PWM驱动信号的更新，最终确定相位角[5，6]。

3 仿真及实验分析

根据上述分析及样机的参数设计搭建了Saber仿真模型，初步验证了本文设计的数字LLC谐振变换器的正确性及稳定性。

图7和图8分别为LLC谐振变换器在定频和移相模式下的谐振槽电流波形，可以看出励磁电感流过电流较小，因此初级侧在满足ZVS开通的前提下导通损耗较小。负载范围内iLm和iLr的差值可以最大化的通过副边整流输出到负载，有效的提高了变换器的效率。

从图9中可以看出，负载输出电压为200 V左右，纹波幅值在0.2 V以下，输出电压比较稳定，满足精度要求。

软件部分调试过程中关键是对PWM驱动信号进行调试，图10为同一桥臂MOSFET带死区的PWM驱动信号的波形。由图可见，驱动电路输出的PWM信号周期为10 μs，即开关频率为100 kHz，死区时间约为300 ns，与设计样机的参数相一致，可以有效地避免同一桥臂出现同时导通的现象。

经过理论分析和调试结果表明，只要滞后桥臂能实现ZVS，那么充电模块所有的开关管将实现ZVS。如图11所示，滞后桥臂的MOS管在关断时，Vds上升比较现了零电压关断。由于密勒效应和漏感的影响，Vds在上升到最大值之前，会有一个加速的阶段，而当滞后桥臂的MOSFET的Vds下降到零之后，PWM驱动信号开通，实现了零电压开通。

分别对硬件和软件部分进行相关测试，在此之后可以联调整个系统。系统联调成功后，对不同输入负载效率进行测试，效率曲线图如12所示，实验证明LLC谐振变换器在全负载范围内能够实现高效率运行，验证了该方案的可靠性。

4 结论

本文介绍了一种基于LLC谐振变换器的数字充电方案。通过对不同输入电压分别进行定频和移相控制，有效的减少了原边的导通损耗，获得高的电压增益。对设计的电路用Saber仿真软件进行验证，最终进行实验并且测试其性能指标，对相关波形进行详细的分析。结果表明充电样机在宽范围电压输入下所有开关管能够实现ZVS，降低了开关损耗，样机效率达到92%以上，验证了理论分析的正确性，满足充电机的充电要求。