光伏式光电检测电路图大全（四款模拟电路设计原理图详解）

光伏式光电检测电路图（一）

光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱，而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中，因此，要对这样的微弱信号进行处理，一般都要先进行预处理，以将大部分噪声滤除掉，并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样，就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作：零偏置工作和反偏置工作，图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中，在光伏模式时，光电二极管可非常精确的线性工作；而在光导模式时，光电二极管可实现较高的切换速度，但要牺牲一定的线性。事实上，在反偏置条件下，即使无光照，仍有一个很小的电流（叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流，这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声；在反偏置时，由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此，在设计光电二极管电路的过程中，通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计，而不是对两种模式都进行最优化设计。

一般来说，在光电精密测量中，被测信号都比较微弱，因此，暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号，所以，尽量避免噪声干扰是首要任务，所以，设计时采用光伏模式。

电路设计

主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换，从而使检测对象转变为电量（电流或电压）。由于所测对象本身为微弱量，同时受各种不同传感器灵敏度的限制，因而所得到的电量自然是小信号，一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用，但后续电路一般为A／D转换电路，所需电压幅值一般为2 V。然而，即使是这样，而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍，因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比，设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性，本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路，以除去有用信号频带以外的噪声，包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号，而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中，f1、f2分别为上下限截止频率，f0为中心频率，其频带宽度为：B=f2-f1=f0/Q式中，Q为品质因数，Q值越大，则随着频率的变化，增益衰减越快。这是因为中心频率一定时，Q值越大，所通过的频带越窄，滤波器的选择性好。 有源滤波器是一种含有半导体三极管、集成运算放大器等有源器件的滤波电路。这种滤波器相对于无源滤波器的特点是体积小、重量轻、价格低、结构牢固、可以集成。由于运算放大器具有输人阻抗高、输出阻抗低、高的开环增益和良好的稳定性，且构成简单而且性能优良。本设计选用了去处放大器来进行设计。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源（VCVS）带通滤波器，其滤波电路采用有源滤波器完成，并由二阶压控电压源（VCVS）低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

完整的检测电路设计

本光电检测系统设计的完整电路如图7所示。为方便表示，电路中的R2、R3即为前面等效电路模型中的RT、RF。前级部分由光电转换二极管与前级放大器组成，这也是光电检测电路的核心部分，其器件选用高性能低噪声运算放大器来实现电路匹配并将光电流转换成电压信号，以实现数倍的放大。然而，虽然前级放大倍数可以设计得很大，但由于反馈电阻会引入热噪声而限制电路的信噪比，因此前级信号不能无限放大。

光伏式光电检测电路图（二）

双光路光信号检测电路设计，包括以下几个部分，首先对光耦输出的两路光信号分别进行光电转换，通过光电探测器将光功率转换为电流。然后经过前置放大电路将微弱的电流信号转化成为电压形式。紧接着用带通滤波器将转化的电压信号滤去干扰和噪声以及二次放大。最后，将两路信号进行差分处理。其完整的检测电路如图2所示。

电转换电路设计

光电转换是实现光电检测的核心部分。它将决定整个检测系统的灵敏度、精度、动态响应等。常用的光电探测器件有光敏电阻、半导体光电管、光电池、真空光电管和光电倍增管、电荷耦合器件、光位置敏感器件等。

光纤传感器中，一般采用半导体二极管光电探测器其特点是结构简单，转换效率高，频带宽，可达10GHz．以CO气体检测为例，其在近红外光谱吸收的波长在1．567“m附近，因此选用InGaAsP材料的PIN光电二极管。型号为YSPD718，其响应度0．96A／W，暗电流《1．0nA．

光电二极管一般有2种模式工作：光伏模式和光导模式。该设计待检测信号十分微弱，所以，尽量避免噪声干扰是首要任务，为了消除暗电流的影响，设计时采用光伏模式。

置放大电路设计

光电探测器件紧密连接一个低噪声前置放大器，它的任务是：放大光电探测器件所输出的微弱电信号；匹配后置处理电路与探测器件之间的阻抗。对前置放大器的要求是：低噪声、高增益、低输出阻抗、足够的信号带宽和负载能力，以及良好的线性和抗干扰能力。根据以上要求以及综合各方面的因素考虑，最后选定运放OPAl29UB搭建前置放大电路。其输入偏置电流≤100fA，输入失调电压≤2mV，输入失调电压温漂≤10斗V／℃，噪声电压≤15nV／／Hz（10kHz时）。

对于具有恒流源特性的光电探测器，采用高阻负载将有利于获得大的信号电压，故希望采用高阻放大器。但高负载电阻与探测器分布电容和放大器输入电容将增加RC时间常量，影响系统的高频响应，并使其动态范围减小，通常采用跨阻放大器或并联反馈放大器克服这一缺点。设计采用的跨阻放大器的结构框图可以用图3表示。由基本放大器和一个跨接在输入输出端之间的电阻构成。这种放大器利用电阻兄提供电压并联负反馈，减小了放大器的输入阻抗，增加了带宽。其输出电压与输入光功率的关系为

带通滤波电路设计

为保证测量的精确性并具有良好的信噪比，该设计在前置放大电路之后加入二阶带通滤波电路，以除去有用信号频带以外的噪声，包括环境噪声及由前置放大器引入的噪声。

图4所示的二阶带通滤波器是～种二阶压控电压源（VCVS）带通滤波器，由低通滤波器和高通滤波器串接组成哺】。滤波电路中的放大器选用OP297EZ，其输入偏置电压≤50mV，输入失调电流《100pA，输入失调电压温漂≤O．6mV／oC．

在选用元件时，应当考虑由于元件参数值误差对传递函数存在影响。现在规定选择电阻值的容差为l％，电容值的容差为5％。在运放电路中的电阻不宜选择过大或过小。一般为几k欧一几十k欧。因此，选择低通级电路的电容值为103pF，高通级电路的电容值为0．1uF．

对于第一部分，即低通滤波器，系统要求的低通截止频率为，fH=10kHz，同时C=10^3pF，根据公式∞=1／RC计算，并选择标准电阻值R11=16k11．对于第二部分高通滤波器，系统要求的高通截止频率为^=100Hz，做同样的计算可以求得R17=R18=18k欧．为了使阻抗匹配，现选择R13=16k欧，R20=16kft，最后根据滤波器的放大倍数可以算出R14=16k欧，R19=16k欧．

差分放大电路设计

为了更好地抑制共模干扰，减小背景光辐射等外部干扰对测量系统的影响，必须对放大滤波之后的信号进行差分处理。

但是由于光路与电路的硬件时间延迟以及闭环系统相频特性等因素都会引起相位差。为了使两路输出信号在相位上保持一致，在滤波后差分前引入了RC移向环节，其完整的电路如图5所示，电容C25，C29和电阻R25，R26构成一组RC移向电路，同理，在另一光路中电容C26，C30和电阻R27，R28构成另一组RC移向电路。两路信号在移向后幅度和相位都保持一致，然后对其进行差分处理。综合各方面的因素考虑，最后选用INAll4作为差分放大器。其输入偏置电流≤2nA，输入失调电压≤50IzV，输入失调电压温漂≤0．25uV／.C，共模抑制比高达115dBmin．而且INAll4只需一个外部电阻就可设置l一10030之间的任意增益值，从而使得输出与后续信号处理电路想匹配的电压信号。其输出电压与输入电压之间的关系为

光伏式光电检测电路图（三）

下图的检测电路是由放大器A，反馈电阻RF和CF组成，其输出电压为u1=SPRF，其中，S为光电二极管的灵敏度，P为入射光功率。在检测弱光信号时，RF为提高增益，RF的取值应选择尽可能大，放大器的输入偏置电流IB和输入失调电压VB对输出电压的影响分别为IBRF和，Rs为光电二极管内阻。可以看出，减小RF可以减少以上影响，但同时会减小电路的增益。解决这个问题需选择偏置电流和失调电压均很低的运算放大器。这里选用0PAlll型高精度运算放大器，其偏置电流约为0.8 pA，输入失调电压约100μV。经过计算，RF的值取在几百MΩ范围内时，上述影响可以近似忽略，能够满足电路的要求。

光伏式光电检测电路图（四）

图为光电检测电路。该检测电路是由放大器A，反馈电阻RF和CF组成，其输出电压为u1=SPRF，其中，S为光电二极管的灵敏度，P为入射光功率。在检测弱光信号时，RF为提高增益，RF的取值应选择尽可能大，放大器的输入偏置电流IB和输入失调电压VB对输出电压的影响分别为IBRF和

Rs为光电二极管内阻。可以看出，减小RF可以减少以上影响，但同时会减小电路的增益。解决这个问题需选择偏置电流和失调电压均很低的运算放大器。这里选用0PAlll型高精度运算放大器，其偏置电流约为0．8 pA，输入失调电压约100μV。经过计算，RF的值取在几百MΩ范围内时，上述影响可以近似忽略，能够满足电路的要求。