开关电源中的自驱同步整流技术

开关电源中的自驱同步整流技术

自驱动方式是最简单的同步整流驱动方式。图示于图1中。两个二极管DF及DR由MOSFET QF及QR取代。在自驱动技术中，变压器二次侧电压用于驱动同步整流元件QF及QR的栅极。在图1中，虽然没有展示出，但在变压器的二次侧可以用独立的绕组去驱动正向同步整流的QF或回流的同步整流的QR，这可通常用与初级绕组的不同匝数比的绕组做为栅驱动绕组。这种方法适用于输出电压更高的场合。

图1 自驱动同步整流

图2给出谐振复位正激自驱动同步整流工作于连续导通型的波形图，画出QF、QR的源漏电压的工作波形，同时给出初级侧MOSFET的源漏波形。

第一个问题：对自驱动同步整流即是QF、QR的两个体二极管的导通间隔。在最佳导通状态下，谐振式复位将出现在初级侧MOSFET Q1进入关闭时，在输入低线时，Q1漏电压在Q1再次导通前刚好回到输入电压值处。在输入低线处，变换器会工作在最大占空比DMAX状态，假设变换器设计于2：1的输入变化范围，占空比反比于输入线路电压，这样占空比在高端线路输入时将是0.5DMAX。在谐振复位的变换器中，复位时间间隔在整个线路变化范围内是不会变化的。也就是说该时间间隔是0.5DMAX。这就很清晰，在传统最大50%占空比时，该时间间隔最大只能是25%的开关周期。

再观看图2，在此糟糕的时间间隔内，QF及QR的体二极管处于导通状态，正向整流MOSFET为导通流过折算到二次侧的负向磁化电流。此刻回流的MOSFET正携带着电感电流与正向MOSFET电流之差值电流。QR的体二极管的导通在如此长时间的间隔是非常不希望有的，这将使损耗大增。还有，由于体二极管携带大电流，在初级边MOSFET Q1关断时，其反向恢复时间将会很严重。正向的MOSFET还将在此时间间隔内因为体二极管流过磁化电流，也会增加导通损耗。当然，由于磁化电流通常要比负载电流小得多，这项损耗与回流开关相比不是很太大。

图2谐振复位正激自驱动同步

第二个问题：对于自驱动同步整流，即是在线路电压变化范围内RDS（ON）的变化。低压MOSFET适合于自驱动同步整流，其导通电阻RDS（ON）系对应VGS=4.5V，最大栅压允许为±20V。整流的同步用QF的栅由正比于线路电压的某一电压驱动，而回流的MOSFET的栅由变压器复位期间的一个恒定电压驱动，设计师必须选择一个合适的匝比NP/NS给主功率变压器。以便在低端时足以驱动整流的MOSFET。使之达到低线的欧姆值范围。设计的折衷出现在高端线路，此时，它可能超出整流用MOSFET的最大栅源电压范围。对于标准通讯用输入范围的36V~75V；合理的选择应是大约6：1，在低线这将给出6VVGS以驱动整流的MOSFET，在高线时，它增至大约12.5V。一个MOSFET的实验数据展示出其RDS（ON）在此VGS范围内的变化，对一些MOSFET这个变化会超过10%以上，如果变压器匝比NP/NS高于6：1，RDS（ON）的变化还会更高，因为RDS（ON）在栅压低于6V时会显著增大。

在自驱动同步整流中，同步整流用MOSFET的栅系直接从变压器驱动。使同步整流器导通或关断的能量直接来自线路。驱动整流的同步整流器的平均电流正比于开关频率，正比于栅源电压。因此，超过2：1的输入线路电压的变化其平均驱动电流也将会按2：1变化。由于回流的同步整流器由恒定栅压驱动，因此在整个线路变化范围内，充电用平均电流也基本上是恒定的。

使用自驱动同步整流以取代二极管整流器的另一个缺点是谐振复位电路的加载。图3(a)示出谐振电路的电容，图3（b）示出等效谐振电容与电感。（折算至初级侧的）。

图3 一次电容电路及二次同步整流电路

（a）谐振电路的电容 （b）等效谐振电容与电感

在复位时间间隔内，QF的VDS是半正弦的电压，它可看作QR栅源电容及QF的Coss一起作负载的谐振复位电路。此负载的净效果是加大了复位时间间隔，假设变压器磁化电感保持恒定，如果在加上自驱动同步整流之后，仍需保持其恒定，磁化电感就不得不减小，它将是短的复位时间内的结果，于是会产生更高的峰值复位电压。减小磁化电感还将增加循环损耗，会有更多的能量存在变压器中。