基于SEPIC变换器的高功率因数LED照明电源设计

　　1、驱动电源拓扑结构和控制方式

　　LED需要的驱动电源，由交流电整流后再直直变换得到，整流电路通常采用二极管桥式整流并用电解电容进行滤波，这种方式功率因数比较低，对电网带来较大的谐波污染，通过有源功率因数校正电路减小谐波对电网的污染，因此电源的拓扑结构要能够较好的实现PFC，同时损耗也是需要考虑的重要因素，最后LED的电源通常都需要封闭起来，变换器的尺寸也受到限制。因此选择的变换器应具有以下优点：器件少，高效率，尺寸小。常用的有源功率因数校正的拓扑结构有BOOST，反激变换器，SEPIC等。BOOST变换器简单，效率比较高，但是其只能实现升压，适合于输出电压高于输入电压的场合，LED驱动电源需要升/降压，因此不能选用BOOST。隔离型的反激变换器也可以实现功率因数校正，输出电压既能升压又能降压，但是反激变换器中的变压器只工作在第一象限，磁芯利用率不高，同时需要加上一些缓冲电路，变换器的效率不高，且电源尺寸大。而SEPIC电路的输出可以实现升压也可以实现降压，而且相对反激变换器，SEPIC变换器的输入电流是连续的，用于滤波的输入电感体积小，且SEPIC不需要添加缓冲电路，可以减小电源的尺寸，提高电源的效率，所以选择SEPIC电路作为驱动电路的拓扑结构。

　　图1为基于SEPIC变换器的高功率LED照明电源主电路和控制电路简图。LED的亮度和流过LED的电流大小基本是成正比的，只要控制LED的电流大小就可以调节LED的亮度。图1中C1上的电压为经过桥式整流后的电压，R1和MOS管串联，采样流过MOS管的电流，R2和负载LED串联，采样负载电流信号。

　　从图1可以看出，R2对流过LED上的电流采样，得到的信号和基准信号Vref进行比较，其误差经放大器放大后，作为乘法器的一路输入，用于控制LED的亮度，改变采样电阻R2的大小，就可以改变LED的亮度。乘法器的另一路输入为输入端电压的采样信号，乘法器输出结果再与MOS管和电感L1的电流采样信号相比较，产生的PWM脉冲用于控制MOS管的开关，实现对负载电流和输入电流的控制，最终完成LED亮度调节和功率因数校正。

　　2、SEPIC工作原理分析

　　根据流过D5的电流是否总大于零将SEPIC电路的工作模式分为断续工作模式，连续工作模式（continuouscurrentmode，CCM）和临界连续工作模式，采用BCM实现PFC。临界连续模式下不同开关模态下的等效电路如图2所示。下面分析中Ts表示开关周期，Ton，Td分别是一个周期内MOS管导通和二极管导通的时间。

　　1）工作模式一：MOS管开通

　　为MOS管导通时SEPIC电路的等效电路图。在t=0时，MOS管Q导通，二极管D5截止，图中把C1的电压vc1作为电源电压，这是一个经过二极管桥式整流后的脉动波，脉动波的峰值用VC1表示。由于开关频率远大于母线频率，因此在一个开关周期内母线电压可以认为是不变的，即认为C1上的电压vc1是恒定的，输入为一个直流信号。这时形成两个回路：第一个是电源C1，L1和Q回路，在vc1的作用下，电感电流iL1线性增长，电流波形如图3（a）所示。第二个是C2，Q和L2回路，电感电流iL2线性增长，同时C3向负载供电，电流波形图如图3（b）所示。假设在t=0时刻流过电感L1电流和流过L2电流分别是iL1（0）和iL2（0），当Q导通时，加在L1的电压为vc1，可以证明当C2大小选择合适有vc2=vc1，则L2上电压也为vc1。可以得到

　　式中0≤t≤Ton。从以上3个式子和图3都可以看出，当t=Ton时，iL1（t）和iL2（t）最大，这时MOS管关断，工作模式一结束，MOS管上电流波形如图3（b）所示。

　　2）工作模式二：二极管导通

　　图2（b）为MOS管关断时SEPIC电路的等效电路图。当t=Ton时MOS管Q关断，此时形成两个回路，第一个是电源C1、L1、C2经过二极管D5到负载，电源和电感L1储能同时向C2和负载馈送，C2储能增加，而iL1减小;另外L2经D5至负载的回路，L2储能释放到负载，故iL2下降，电流波形如图3（a），（b）所示。由于D5导通，加在L2上的电压为－V0，其中V0为输出电压，同时C1上的电压等于输入电压，所以加在L1上的电压也为－V0，当iL1=－iL2时流过二极管D5的电流下降到0，二极管关断，二极管电流波形如图3（d）所示。这时MOS管Q就导通，电路工作在临界连续模式。根据以上分析，二极管导通阶段可以得到

　　通过选择合适的R3，R4，C4和C5值调节控制环路补偿参数，使得本电源的整个控制环路的带宽小于20Hz而低于线电压频率，补偿器的输出可以被认为在1/2个工频周期内是恒定的，因此MOS管的峰值电流与线电压成正比，MOS管的峰值电流也是正弦曲线，正弦曲线的峰值用Ipk表示，可以得到MOS管电流的峰值。

　　在临界连续模式下，根据式（1）和式（2）可以得到

　　其中ton（t）为半个工频周期范围内每个开关周期中MOS管导通时间。当MOS管Q导通时，根据式（3）可以得到流过MOS管的峰值电流为

　　通过式（12）可以看出，当SEPIC电路工作在临界连续模式时，在一定的输入电压和负载条件下，MOS管的开通时间是固定的。根据L1，L2上的伏秒平衡可得td（t）=Tonvc1（t）/V0，可以得到MOS管的开关频率为

　　可以看出来，临界连续的SEPIC电路的开关频率是随着输入电压变化的，这和工作在恒定开关频率的DCM是不同的。

　　考虑到电路工作在临界连续模式下，MOS管刚开通时流过MOS管的电流为0，根据C2上的安秒平衡可以得到

　　是理想的正弦波，功率因数为1。同时当K很小的时候，可以使功率因数接近1。

　　3、SEPIC电路参数和实验结果

　　实验中具体电路参数为：输入电压幅值范围：AC85～265V;L1=1.4mH;L2=0.45mH;C1=10nF;C2=0.47μF;C3=680μF;LED为20个高亮白光LED串联。控制环路补偿器件参数：R3=22kΩ;R4=27kΩ;C4=1μF;C5=33nF。输出电流：350mA。功率因数：0.9以上。输出电压纹波：《5%。

　　图4所示为输入电压和输入电流的相位关系。图中输入电压为经变压器降压后的电网电压。通过图4可以看出，输入电流与输入电压相位相同，输入电流很好的跟随输入电压，实现了功率因数校正。

　　图5所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，MOS管的驱动电压，电感L1和电感L2上的电流波形图，其中图5（a）为全局图，图5（b）和图5（c）为局部放大图。

　　从图5（a）可以看出，电感L1和电感L2上的电流波形的包络线是正弦交流电压的正半周。图5（b）和图5（c）的实验波形和图3的理论分析得到的

　　通过图5（b）和图5（c）比较可以看出，MOS管的导通的时间是恒定的，关断时间是可变的，开关频率也是可变的，这也是和DCM的控制的一个区别。

　　图6所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，输出电压纹波和输出电压的关系，可以看出当输出直流电压为65V时，纹波电压峰峰值为2V，输出纹波约为3%，输出纹波较小。

　　图7为不同的输入电压时，SEPIC变换器的功率因数和效率曲线。可以看出，在一定的输出电压条件下，输入电压变高，功率因数在逐渐变低，这个结论和以上对SEPIC工作在临界连续模式下，功率因数和输入电压关系的理论分析是一致的。虽然电压高时，功率因数有所下降，但是都在0.95以上，达到了功率因数校正的目的，并且整个电源效率高达92.3%。

　　4、结语

　　本文介绍了一种用于LED照明的高功率因数电源的设计，电源主电路拓扑采用SEPIC变换器，利用单级变换器实现功率因数校正，使用的器件少，损耗低，电源体积小;反馈控制简单，能对输出电压进行升压和降压控制和对输出电流进行控制，实现对LED的亮度控制。文中首先从理论上证明了SEPIC变换器工作在临界连续模式时可以实现功率因数校正，分析了功率因数值和输入输出电压比的关系，然后通过实验结果证明输入电压在85～265V之间功率因数值都在0.95以上，达到了功率因数校正的目的，并可以对输出电流进行控制，实现对LED亮度的控制，整个电源的效率高达92.3%。