倾佳电子基于SiC MOSFET 的 3kW 高频 (100kHz) CCM 图腾柱 PFC 设计、分析与效率建模

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倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。

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摘要

本报告旨在响应一项高级技术请求，即使用 BASIC Semiconductor 提供的四款特定 SiC MOSFET 器件（B3M040065L、B3M040065Z、B3M010C075Z、B3M025065L）设计一个高效图腾柱（Totem-Pole）功率因数校正（PFC）电路。本研究首先确立了一套 3kW、100kHz、400Vdc 输出的连续导通模式（CCM）设计规范，该规范是现代服务器电源的行业基准 。接着，报告对图腾柱拓扑的两个关键部分——高频（HF）“快桥臂”和工频（LF）“慢桥臂”——进行了详尽的器件选型论证。本报告将构建一个完整的分析损耗模型，对所选器件的导通损耗、开关损耗、栅极驱动损耗、以及电感和电容等无源元件的损耗进行量化计算 。最终，本报告将计算出设计在 230Vac 满载条件下的总效率，并提供关于器件选型对性能影响的深度见解。分析表明，在 100kHz 的高开关频率下，具有最低 RDS(on)​ 的器件（B3M010C075Z）未必是最佳选择，因为其较高的寄生电容和开关损耗 成为主导损耗源。通过选择导通与开关特性更均衡的器件（B3M025065L），本设计可实现高达 98.28% 的保守估计效率。  

1.0 引言：SiC 器件赋能的 CCM 图腾柱 PFC 拓扑

1.1 图腾柱 PFC 拓扑架构与运行原理

图腾柱（Totem-Pole）PFC 是一种无桥（Bridgeless）拓扑结构，它通过消除传统PFC中的输入二极管整流桥，显著降低了导通损耗，是实现“80 PLUS 钛金”级（>96%）效率的关键技术 。  

该拓扑结构（如图 1 所示）由两个桥臂组成：

高频 (HF) 桥臂（快桥臂）： 由开关 Q1 和 Q2 组成，它们以高开关频率（例如 100kHz）进行脉宽调制 (PWM)，负责升压和输入电流整形。

工频 (LF) 桥臂（慢桥臂）： 由开关 Q3 和 Q4 组成，它们以电网线路频率（50/60Hz）同步切换，充当交流输入的同步整流器 。  

其运行原理在交流电的两个半周内对称进行：

交流输入正半周 (Vin​>0)： Q4 保持导通，Q3 保持关断。Q1 作为主升压开关（受 PWM 占空比 D 控制），Q2 作为同步整流器（受 1−D 控制）。

交流输入负半周 (Vin​<0)： Q3 保持导通，Q4 保持关断。Q2 作为主升压开关，Q1 作为同步整流器 。  

1.2 SiC MOSFET 在 CCM 模式下的关键优势

传统硅（Si）MOSFET 由于其体二极管（Body Diode）具有极高的反向恢复电荷（Qrr​），在连续导通模式（CCM）下，当一个开关（如 Q1）导通时，会强制关断另一个开关（Q2）正在续流的体二极管。这个过程会产生巨大的反向恢复电流尖峰和毁灭性的开关损耗，导致器件失效 。因此，基于硅的图腾柱 PFC 被限制在临界导通模式（CrM）或非连续导通模式（DCM）下运行 。  

碳化硅（SiC）MOSFET 的出现从根本上解决了这个问题。SiC MOSFET 的体二极管（或其在第三象限的沟道导通特性）具有几乎为零的反向恢复电荷 。这一特性使得图腾柱拓扑能够高效、可靠地运行在 CCM 模式下。  

与 CrM 相比，CCM 在高功率（如 3kW）应用中具有显著优势：其电感电流连续，峰值电流和均方根（RMS）电流远低于 CrM，从而大幅降低了导通损耗、磁芯损耗和 EMI 滤波的难度 。因此，SiC MOSFET 是实现高功率、高密度 CCM 图腾柱 PFC 的先决条件 。  

2.0 3kW PFC 设计规范与半导体器件选型

2.1 设计目标参数

为了进行详细的损耗建模和效率计算，本报告采用一套典型的、面向高性能服务器电源的 PFC 设计规范。

表格 1：3kW 图腾柱 PFC 设计规范

参数	符号	目标值	单位	备注
额定输出功率	Pout​	3000	W
输入电压范围	Vin,ac​	90 - 264	Vrms​	宽范围输入
线路频率	fline​	50 / 60	Hz
额定输出电压	Vout,dc​	400	Vdc​	行业标准
开关频率	fsw​	100	kHz	实现高功率密度
目标效率	η	> 97.5%	%	@ 230Vac, 满载
运行模式	-	CCM	-	连续导通模式
低压降额	Pout,low​	1500	W	@ 90Vac

2.2 候选 SiC MOSFET 关键参数对比

分析用户提供的四款 BASIC Semiconductor SiC MOSFET 的数据手册 ，提取其在标准测试条件下的关键参数，汇总如表格 2 所示。  

表格 2：四款 BASIC SiC MOSFET 关键参数对比（典型值）

器件型号	封装	VDS​ (V)	RDS(on)​ (mΩ)   @ 18V, Tj​=25∘C	Esw,tot​ (µJ)   (Eon+Eoff, Body Diode FWD)	Rth(jc)​ (K/W)
B3M040065L	TOLL	650	40	139 @ 400V, 20A	0.65
B3M040065Z	TO-247-4	650	40	142 @ 400V, 20A	0.60
B3M025065L	TOLL	650	25	465 @ 400V, 50A	0.40
B3M010C075Z	TO-247-4	750	10	1535 @ 500V, 80A	0.20

注：表格 2 中的开关能量（Esw,tot​）测试条件各不相同，因此不能直接横向比较。B3M010C075Z 的 RDS(on)​ 极低，通常意味着芯片面积较大，这会导致更高的寄生电容和开关损耗，其 1535 µJ 的测试值（尽管在更高电压和电流下测得）也佐证了这一点。

2.3 高频“快桥臂”（Q1, Q2）选型论证

快桥臂器件是整个设计的核心，它们必须在 100kHz 下高效处理 3kW 的功率，同时承受高峰值电流和高 dV/dt。

初步选择：B3M010C075Z (750V, 10mΩ) 。  

论证：

导通损耗： 10 mΩ 的 RDS(on)​ 是所有选项中最低的，比 25 mΩ 和 40 mΩ 的器件低 2.5 倍至 4 倍。在 3kW 功率等级，RMS 电流很高，低 RDS(on)​ 对于降低导通损耗至关重要。

电压裕量（关键可靠性因素）： PFC 输出为 400Vdc。在 CCM 拓扑的硬开关瞬态期间，开关关断时会因杂散电感产生 VDS​ 电压过冲（Overshoot）。额定 650V 的器件 仅提供 250V 的裕量，这在工业设计中被认为裕量不足，系统可靠性较低。B3M010C075Z 提供的 750V 额定值（350V 裕量），为系统提供了必要的鲁棒性和可靠性。  

热性能（决定性优势）： 快桥臂是主要的损耗源。B3M010C075Z 的结壳热阻 Rth(jc)​ 仅为 0.20 K/W ，而其他器件为 0.40 K/W 至 0.65 K/W 。这意味着它能以 2-3 倍的效率将热量从芯片导出到散热器。数据手册 提及的“Silver Sintering”（银烧结）工艺可能是实现这一卓越热性能的原因。  

暂定结论： 尽管其开关损耗可能较高（将在 3.0 节中量化），但 B3M010C075Z 的 750V 额定电压和 0.20 K/W 热阻使其成为高可靠性、高功率密度 3kW 设计的理想选择。

2.4 工频“慢桥臂”（Q3, Q4）选型论证

慢桥臂器件仅在 50/60Hz 下开关，因此开关损耗、栅极电荷 QG​、输出电容 Coss​ 和反向恢复 Qrr​ 均可忽略不计 。唯一相关的参数是 RDS(on)​，因为它决定了在半个工频周期内传导线路电流时的全部导通损耗。  

选择：B3M040065Z (650V, 40mΩ) 。  

论证：

成本效益： 在慢桥臂使用昂贵的 10mΩ 或 25mΩ 器件，是严重的资源浪费和成本错配。SiC 的高速开关优势在此处毫无用武之地 。  

性能： 40mΩ 的 B3M040065Z 已经提供了非常低的导通电阻（远优于大多数同等耐压的 Si-MOSFET ），其 650V 额定电压足以承受 400Vdc 总线电压。  

封装： 选择 TO-247-4 封装 而非 TOLL 封装 ，有助于简化 PCB 布局和散热器安装，使其与快桥臂（B3M010C075Z）的 TO-247-4 封装在机械上兼容。  

2.5 无源元件（电感与电容）参数设计

2.5.1 PFC 电感 (L)

电感值需要在纹波电流、磁芯尺寸和损耗之间取得平衡。在 100kHz 开关频率和 230Vac 输入（Vpk​≈325V）下，为将纹波电流（ΔIL​）限制在峰值电流（约 18.9A）的 30%（即 ≈5.7A）以内：

L≈ΔIL​⋅fsw​Vin,pk​⋅(1−D)​=5.7A⋅100kHz325V⋅(1−325/400)​≈107μH

为确保在低压满载（电流最大，电感会因磁芯饱和而下降）时仍保持 CCM 运行 ，选择一个标称值为 150 µH 的电感 。该电感必须使用低磁芯损耗材料（如 Kool Moly 姆合金或 MPP），并使用**利兹线（Litz wire）**绕制，以最大限度地减少 100kHz 下的交流铜损（趋肤效应和邻近效应）。  

2..2 输出电容 (Cout​)

输出电容必须满足保持时间（Holdup Time）和输出电压纹波两个要求。保持时间通常是决定性因素。假设要求 10ms 的保持时间，PFC 输出电压允许从 400V 降至 350V：

C=Vinitial2​−Vfinal2​2⋅Pout​⋅thu​​=4002−35022⋅3000W⋅0.01s​≈1600μF

为满足该要求，本设计选用 3 个 680 µF / 450V 的高品质铝电解电容并联，总电容量为 2040 µF。根据典型值 ，单个 680µF/450V 电容在 120Hz 下的 ESR 约为 293mΩ，其在高频（100kHz）下的 ESR 会更低。本分析保守估计三个并联后的总 ESRtotal​≈50mΩ。  

3.0 详尽的损耗建模与效率计算（工况：230Vac, 3kW）

本节将对 3kW 满载输出、230Vac 输入的工况进行精确的损耗分解。在此工况下，假设目标效率为 η≈97.5%，则输入功率 Pin​≈3077W。

输入 RMS 电流：Iin,rms​=Pin​/Vin,ac​=3077W/230V=13.38A。

输入峰值电流：Ipk​=Iin,rms​⋅2

​=18.92A。

为进行参数取值，我们假设器件运行结温 Tj​=100∘C。

3.1 快桥臂 (Q1, Q2) 损耗 (B3M010C075Z)

根据 数据手册中的图 5 和图 6，B3M010C075Z 在 100°C 时的 RDS(on)​ 约为 25°C 时的 1.25 倍 。  

RDS(on),100C​≈10mΩ⋅1.25=12.5mΩ。

3.1.1 导通损耗 (Pcond,fast​)

总输入 RMS 电流 Iin,rms​ 在主开关（IS,rms​）和同步整流器（IR,rms​）之间分配。根据 中提供的公式：  

IS,rms​ (主开关) = Vac​Po​​⋅1−3⋅π⋅Vo​8⋅2

​⋅Vac​​

​=2303000​⋅1−3⋅π⋅4008⋅2

​⋅230​

​=13.04⋅1−0.69

​≈6.91A

IR,rms​ (同步整流) = Vac​Po​​⋅3⋅π⋅Vo​8⋅2

​⋅Vac​​

​=13.04⋅0.69

​≈10.84A

验证： IS,rms2​+IR,rms2​

​=6.912+10.842

​=12.85A。这与基于 Pout​ 计算的 Iin,rms​=13.04A 基本一致。为保守计算，我们使用总 RMS 电流 Iin,rms​=13.38A。

Pcond,fast​=(Iin,rms2​)⋅RDS(on),100C​=(13.38A)2⋅0.0125Ω=2.24W

3.1.2 开关损耗 (Psw,fast​)

开关损耗 Esw​ 是瞬时电流 i(t)=Ipk​⋅∣sin(θ)∣ 的函数。必须在一个工频周期内对开关能量进行积分，以计算平均开关损耗 。  

Psw,avg​=π1​∫0π​[Eon​(i(t))+Eoff​(i(t))]⋅fsw​dθ

我们首先需要 Esw​ 与电流的关系。从 和 数据中，我们发现在 80A 时的总开关能量（Tj​≈100∘C）约为 Etot,100C​≈1600μJ（Eon​≈930μJ,Eoff​≈670μJ）。 假设开关能量与电流大致呈线性关系（Esw​(i)≈k⋅i），我们可以估算斜率 k：  

k100C​≈1600μJ/80A=20μJ/A 平均开关损耗（单个器件）为：

Psw,avg​=πfsw​​∫0π​(k100C​⋅Ipk​sinθ)dθ=π2​⋅fsw​⋅k100C​⋅Ipk​

Psw,avg​=π2​⋅100kHz⋅(20μJ/A)⋅(18.92A)≈24.1W 快桥臂的两个器件（Q1 和 Q2）都在 100kHz 下开关，因此总开关损耗为：

Psw,fast,Total​=2⋅Psw,avg​=48.2W

注：这是一个悲观的最坏情况估计。 中的 Eon​ 值（910-950 µJ）明确指出 "Eon includes diode reverse recovery"（Eon 包含二极管反向恢复）。这是指使用体二极管（Body Diode FWD）时的损耗。在 CCM 图腾柱中，续流是通过另一个 SiC MOSFET 的沟道（第三象限）进行的，其反向恢复电荷几乎为零，远小于体二极管的 Qrr​（ 中为 840 nC @ 175°C）。因此，实际的开关损耗会显著低于 48.2 W。  

3.1.3 栅极驱动损耗 (Pdrive,fast​)

Pdrive​=2⋅QG​⋅VG​⋅fsw​

根据 ，在 80A, 500V 下的总栅极电荷 QG​ 为 220 nC。  

驱动电压 VG​=VGS,on​−VGS,off​=18V−(−5V)=23V 。  

Pdrive,fast​=2⋅220nC⋅23V⋅100kHz=1.01W

3.2 慢桥臂 (Q3, Q4) 损耗 (B3M040065Z)

根据 ，B3M040065Z 在 25°C 和 175°C 时的 RDS(on)​ 分别为 40mΩ 和 55mΩ。线性插值 100°C 时的值：  

RDS(on),100C​≈40mΩ+(55−40)mΩ⋅175−25100−25​=47.5mΩ

3.2.1 导通损耗 (Pcond,slow​)

Q3 和 Q4 各自传导半个工频周期的正弦电流。慢桥臂上每侧的 RMS 电流为 ：  

Irms,half−wave​=Ipk​/2=18.92A/2=9.46A 总导通损耗为两个器件之和：

Pcond,slow​=2⋅(Irms,half−wave2​⋅RDS(on),100C​)=2⋅(9.46A)2⋅0.0475Ω=8.50W

3.2.2 开关损耗 (Psw,slow​)

开关频率为 50Hz，开关损耗可以忽略不计，Psw,slow​≈0W 。  

3.3 无源元件损耗

3.3.1 PFC 电感损耗 (Pinductor​)

铜损 (Pcu​): 电感 RMS 电流 IL,rms​=Iin,rms​=13.38A。在 100kHz 下，Litz 线的交流电阻 Rac​ 远大于直流电阻。估算一个 150µH、14A 等级的 Litz 线电感，其 Rac​@100kHz 约为 25mΩ 。  

Pcu​=IL,rms2​⋅Rac​=(13.38A)2⋅0.025Ω=4.48W

磁芯损耗 (Pcore​): 基于 Kool Moly 材料 ，在 100kHz 和适当的磁通摆幅下，估算 3kW 级别电感的磁芯损耗 。  

Pcore​≈9.0W (基于典型设计估算值)

Pinductor,total​=4.48W+9.0W=13.48W

3.3.2 输出电容损耗 (Pcap​)

损耗 P=Icap,rms2​⋅ESRtotal​。电容的 RMS 电流是同步整流器 RMS 电流（IR,rms​）与直流输出电流（Iout​）的方和根 。  

Iout​=Pout​/Vout,dc​=3000W/400V=7.5A

Icap,rms​=IR,rms2​−Iout2​

​=10.842−7.52

​=117.5−56.25

​=7.83A

ESRtotal​ (3x 680µF 并联) ≈50mΩ。

Pcap​=(7.83A)2⋅0.050Ω=3.07W

3.4 效率汇总计算

将所有损耗源汇总，如表格 3 所示。

表格 3：3kW, 230Vac 满载工况损耗分解（快桥臂 = B3M010C075Z）

损耗源	组件	计算依据	损耗值 (W)	占总损耗百分比
快桥臂 (Q1, Q2)	B3M010C075Z		51.45 W	69.9%
	导通损耗	Iin,rms2​⋅RDS(on),100C​	2.24 W	3.0%
	开关损耗	2⋅Psw,avg​ (最坏情况估算)	48.20 W	65.5%
	驱动损耗	2⋅QG​⋅VG​⋅fsw​	1.01 W	1.4%
慢桥臂 (Q3, Q4)	B3M040065Z		8.50 W	11.5%
	导通损耗	2⋅(Ipk​/2)2⋅RDS(on),100C​	8.50 W	11.5%
无源元件			16.55 W	22.5%
	PFC 电感	Pcu​+Pcore​ (估算)	13.48 W	18.3%
	输出电容	Icap,rms2​⋅ESRtotal​	3.07 W	4.2%
	总损耗 (Ploss​)	Sum	76.50 W	100.0%

最终效率计算：

Pin​=Pout​+Ploss​=3000W+76.50W=3076.5W

η=Pout​/Pin​=3000W/3076.5W=97.51%

4.0 关键洞察：导通与开关损耗的权衡

4.1 分析损耗预算

表格 3 的损耗分解清晰地揭示了一个问题：快桥臂的开关损耗（48.20W）是最大的损耗源，占总损耗的 65.5%。相比之下，其导通损耗（2.24W）几乎可以忽略不计。

这表明，我们最初基于“最低 RDS(on)​”和“最高 VDS​”选择 B3M010C075Z 的策略，在 100kHz 的高频下可能并非最优。我们为了追求极致的 2.24W 导通损耗，却付出了 48.2W 开关损耗的代价。这是一种典型的高频设计权衡失误。  

4.2 优化路径：B3M025065L (25mΩ) 性能建模

我们提出一个优化假设：如果使用 RDS(on)​ 稍高（25mΩ）但芯片面积更小、开关损耗更低 的 B3M025065L 替换快桥臂，效率是否会更高？（注：我们暂时忽略其 650V 额定电压带来的可靠性降低，仅从效率角度分析）。  

B3M025065L @ 100°C 关键参数：

RDS(on),100C​≈29mΩ （根据 中 25°C/175°C 的 25/32mΩ 插值）。  

Esw​ @ 50A, 100°C ≈(Etot,25C​+Etot,175C​)/2=((290+175)+(293+165))/2≈461.5μJ 。  

k100C​≈461.5μJ/50A=9.23μJ/A。

关键发现： 该器件的开关损耗因子（9.23 µJ/A）远低于 10mΩ 器件的（20 µJ/A）。

重新计算快桥臂损耗 (B3M025065L)：

Pcond,fast​ (新) = (13.38A)2⋅0.029Ω=5.18W (对比 2.24 W)

Psw,fast​ (新) = 2⋅Psw,avg​=2⋅(π2​⋅100kHz⋅(9.23μJ/A)⋅18.92A)=22.2W (对比 48.20 W)

Pdrive,fast​ (新) = 2⋅QG​⋅VG​⋅fsw​=2⋅98nC⋅23V⋅100kHz=0.45W (对比 1.01 W)  

4.3 优化后的效率汇总

将优化后的快桥臂损耗代入总损耗计算：

Ploss,new​=Pfast,cond​(5.18W)+Pfast,sw​(22.2W)+Pfast,drv​(0.45W)+Pslow​(8.50W)+Ppassive​(16.55W)

Ploss,new​=52.88W (对比 76.50 W)

优化后的最终效率计算：

Pin,new​=3000W+52.88W=3052.88W

ηnew​=3000W/3052.88W=98.27%

通过选择 B3M025065L，我们将导通损耗增加了约 3W，但将开关损耗（包括驱动损耗）减少了超过 26W。总损耗降低了 23.6W，效率从 97.51% 提升至 98.27%。这明确证明了在 100kHz 的高频设计中，开关损耗特性（由 QG​, Coss​ 和 Qrr​ 决定）比 RDS(on)​ 更具主导性。

5.0 低压（90Vac）工况分析与热管理

5.1 90Vac, 1.5kW（降额）工况损耗

在低压 90Vac 输入时，PFC 通常降额至 1.5kW 运行 。  

Pout​=1500W, Vin​=90Vrms​。假设 η≈97%， Pin​≈1546W。

Iin,rms​=1546W/90V=17.18A

Ipk​=17.18A⋅2

​=24.3A

使用优化后的设计（快桥臂 B3M025065L @ 29mΩ；慢桥臂 B3M040065Z @ 47.5mΩ）：

Pcond,fast​=(17.18A)2⋅0.029Ω=8.56W

Psw,fast​=2⋅(π2​⋅100kHz⋅9.23μJ/A⋅24.3A)=28.5W

Pcond,slow​=2⋅(Ipk​/2)2⋅RDS(on),100C​=2⋅(24.3A/2)2⋅0.0475Ω=14.0W

在低压工况下，由于 RMS 和峰值电流大幅增加，所有导通损耗均显著上升。特别是**慢桥臂的损耗（14.0W）**现在成为一个主要的损耗源，甚至超过了快桥臂的导通损耗。

5.2 热管理分析

分析 230Vac, 3kW 优化设计（η=98.27%）的结温。

快桥臂 (Q1/Q2, B3M025065L)：

Ploss,per_dev​=(Pcond,fast​+Psw,fast​+Pdrive,fast​)/2=(5.18+22.2+0.45)/2=13.9W

Rth(jc)​=0.40K/W

ΔTjc​ (结-壳温升)=13.9W⋅0.40K/W=5.56∘C

慢桥臂 (Q3/Q4, B3M040065Z)：

Ploss,per_dev​=Pcond,slow​/2=8.50W/2=4.25W

Rth(jc)​=0.60K/W

ΔTjc​ (结-壳温升)=4.25W⋅0.60K/W=2.55∘C

分析表明，所选器件的结壳热阻极低。结温到外壳的温升 ΔTjc​ 仅为 3-6°C，这意味着器件内部的散热极其高效。设计的真正热挑战在于 Rth(ca)​（外壳到环境），即散热器（Heat Sink）的设计，而不是器件本身的散热瓶颈。

深圳市倾佳电子有限公司（简称“倾佳电子”）是聚焦新能源与电力电子变革的核心推动者：
倾佳电子成立于2018年，总部位于深圳福田区，定位于功率半导体与新能源汽车连接器的专业分销商，业务聚焦三大方向：
新能源：覆盖光伏、储能、充电基础设施；
交通电动化：服务新能源汽车三电系统（电控、电池、电机）及高压平台升级；
数字化转型：支持AI算力电源、数据中心等新型电力电子应用。
公司以“推动国产SiC替代进口、加速能源低碳转型”为使命，响应国家“双碳”政策（碳达峰、碳中和），致力于降低电力电子系统能耗。
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6.0 结论与最终建议

本报告基于 BASIC Semiconductor 提供的四款 SiC MOSFET，成功设计并分析了一个 3kW, 100kHz, 400Vdc 的 CCM 图腾柱 PFC 电路。

设计概要： 本报告确立了一套 3kW 的高频 CCM 设计规范，并构建了详尽的、分门别类的损耗模型。

器件选型：

快桥臂 (Q1, Q2)： 推荐使用 B3M025065L (25mΩ, TOLL) 。  

慢桥臂 (Q3, Q4)： 推荐使用 B3M040065Z (40mΩ, TO-247-4) 。  

核心发现（性能权衡）： 在 100kHz 的高频设计中，器件的 RDS(on)​ 并非唯一的决定因素。

B3M010C075Z (10mΩ) 虽然 RDS(on)​ 极低，但其大芯片面积导致了高开关损耗（估算 k≈20μJ/A），在 100kHz 下成为主导损耗源（48.2W），导致效率仅为 97.51%。  

B3M025065L (25mΩ) 提供了导通损耗（5.18W）和开关损耗（22.2W）之间近乎完美的平衡（k≈9.23μJ/A），是本高频设计的最佳选择。  

最终效率：

使用 B3M025065L (快) + B3M040065Z (慢) 的优化设计，在 230Vac、3kW 满载下，可实现 98.27% 的峰值效率。

优化建议与分析注记：

保守的效率估算： 98.27% 是一个保守的下限。本计算基于数据手册中的开关能量 ，该能量包含了体二极管反向恢复（Qrr​）的损耗。在实际 CCM 图腾柱中，续流通过 SiC 沟道（第三象限）进行，几乎没有 Qrr​ 损耗。因此，实际的开关损耗会更低，最终效率有望突破 98.5% 。  

成本优化： 为进一步降低成本，可将慢桥臂的 B3M040065Z SiC 替换为具有可比 RDS(on)​（例如 40-50 mΩ）的 650V Si-MOSFET 。由于慢桥臂没有开关损耗，这种替换对整体效率几乎没有影响，但能显著降低物料清单（BOM）成本。  

可靠性考量： 尽管 B3M025065L (650V) 在效率上胜出，但 B3M010C075Z (750V) 提供的额外 100V 电压裕量和 0.20 K/W 的卓越热阻，在要求极端可靠性的应用中仍是强有力的备选方案，尽管这会将开关频率限制在较低水平（例如 65kHz）。  

审核编辑 黄宇