ITH引脚可调补偿：ASP3605动态响应特性的实测与优化

摘要 ：本文基于国科安芯的ASP3605同步降压转换器在94μF标准输出电容配置下的实测数据，系统分析了ITH引脚外部补偿网络对动态负载响应特性的影响机制。通过RC参数扫描与多工况对比，揭示了补偿电容容值、负载阶跃速率及占空比对瞬态性能的非线性耦合效应。

1. 引言

在现代分布式电源架构中，负载电流的高速瞬变已成为评估DC-DC转换器动态品质的核心指标。微处理器、FPGA及通信ASIC的负载跳变速率可达10A/μs量级，要求电源环路具备足够的带宽与相位裕度以抑制输出电压波动。ASP3605通过在ITH引脚引出内部误差放大器的输出端，允许工程师外部配置RC网络，实现对环路增益与零极点的独立调节。此设计在保留内部补偿稳定性的同时，赋予系统级优化空间，特别适用于输出电容、电感参数偏离典型应用或需适配特殊负载特性的场景。

可调补偿网络的设计需权衡多项矛盾：补偿电容C增大可提升低频增益以抑制静态误差，但会延长积分时间导致恢复时间劣化；补偿电阻R影响零点位置，需配合输出电容ESR零点实现相位提升。此外，负载阶跃速率、占空比条件均会改变功率级的传递函数，使得ITH参数优化呈现显著的多变量耦合特征。本文依托实测矩阵，量化分析各关键因素对动态响应的影响权重，并揭示ASP3605在极端工况下响应特性的物理边界。

必须强调 ，本文所有动态响应数据均基于 94μF陶瓷电容组 （ESR<5mΩ）测得，而纹波测试及部分异常排查中曾使用 22μF电容 ，两类数据不可混用。

2. ASP3605补偿架构与ITH引脚功能解析

ASP3605采用峰值电流模式控制，内部集成高速误差放大器，其输出端ITH引脚对地连接RC网络，构成Type II补偿拓扑。该架构包含一个积分极点（原点极点）、一个补偿零点（由R与C决定）以及功率级引入的负载极点。

测试平台在ITH引脚配置三组RC参数：R固定为14kΩ，C分别取220pF、330pF、470pF，另增加R=16kΩ/C=330pF作为对比组。动态负载测试采用双脉冲序列：第一组为0.5A（500μs）↔4A（500μs），周期1ms，对应高频瞬态；第二组为0.5A（50ms）↔4A（50ms），周期100ms，对应低频热瞬态。电子负载上升/下降时间设定为5μs，示波器带宽限制为20MHz，探头采用有源差分模式，接地回路长度<5mm。

3. RC参数对瞬态过冲的实测影响

3.1 电容值增大的非线性恶化效应

在**Vin=5V、Vout=3.3V、94μF电容**条件下，0.5A-4A阶跃测试数据明确显示：

C=220pF ：电压波动峰峰值63mV， 上冲时间120μs ， 下冲时间128μs （高频周期）

C=330pF ：峰峰值80mV，上冲时间104μs，下冲时间88μs

C=470pF ：峰峰值98mV，上冲时间116μs，下冲时间114μs

电容值增加114%（220pF→470pF）导致电压波动恶化55.6%。其机理在于：增大C降低补偿零点频率，使环路在交叉频率处相位滞后增加，同时积分时间常数增大延缓误差放大器响应速度。工程上应选择满足相位裕度的最小电容值。

3.2 低频周期的热迟滞效应

对比500μs与50ms周期数据，下冲时间差异揭示热容的动态影响：

220pF+500μs周期 ：下冲时间128μs

220pF+50ms周期 ：下冲时间6.6ms，恶化51.6倍

该现象源于50ms周期下，功率级MOSFET的结温在4A负载期间显著上升，导致导通电阻RDS(on)增大，等效负载阶跃幅度被热效应调制。此时ITH积分器需补偿的不仅是电流变化，还包括温度引起的增益漂移。这提示在CPU/GPU等负载间歇周期>10ms的应用中，需额外增加热补偿网络或选用更大裕量的输出电容。

3.3 电阻值调整的有限改善作用

将R从14kΩ增至16kΩ（C保持330pF），在Vin=12V、Vout=3.3V条件下，峰峰值从80mV改善至72mV，仅降低10%。R值优化应优先于C值调整，但改善幅度有限。

4. 输入输出工况对补偿效果的耦合影响

4.1 占空比极端条件下的响应差异

在94μF电容配置下：

**Vin=5V转Vout=3.3V（占空比66%）** ：峰峰值63mV，上冲120μs/下冲128μs

**Vin=12V转Vout=1.2V（占空比10%）** ：峰峰值31mV，上冲68μs/下冲90μs

电压波动幅度减少50.8%，上冲时间缩短43.3%。该现象符合峰值电流模式控制理论——高占空比下斜坡补偿削弱环路增益，且电感电流下降斜率更缓。因此，高降压比应用中需适度减小ITH电容以提升响应速度。

4.2 负载电流幅度的非对称响应

对比0.5A-4A加载与5A-0卸载过程，瞬态行为具有显著不对称性。在Vout=2.5V、5A-0卸载时，上冲峰值81.7mV，恢复时间44.5μs；而0-5A加载时下冲峰值100mV，恢复时间60.5μs。加载过程更慢归因于误差放大器需从零状态建立积分电压。该不对称性提示ITH参数选择需容忍此本征差异，不可兼顾最优。

5. 输出电容配置不足的灾难性后果

5.1 22μF配置导致的稳态异常

严格区分测试条件 ：File 2中纹波测试明确使用Cout=22μF，测得Vin=4V、Vout=3.3V、空载纹波9.67mV， **但输出电压跌落至2.9V，负载调整率达-10.88%** 。此现象 **非动态响应问题** ，而是 **稳态负载调整异常** ，主因是22μF电容导致负载极点频率过高，与ITH零点严重失配，系统进入脉冲跳跃模式。

5.2 电容容量对动态性能的边界条件

尽管动态测试未使用22μF电容，但通过File 1与File 2的负载调整率数据可推断： 当输出电容从94μF降至22μF时，Vout=3.3V在1A负载下电压从3.327V跌至3.262V（File 1），而File 2在1.6A负载时已无法维持3.3V输出 。这说明输出电容容量不足会加剧稳态跌落，但 所有动态性能数据（63mV峰峰值）均基于94μF电容测得 ，二者不可混用。工程实践中， 严禁在动态负载场景使用低于47μF的输出电容 。

6. 与LTC3605的有限对标分析

6.1 效率对标

File 1提供同平台效率对比数据：

Vout=1.2V/5A：ASP3605效率68.68%，LTC3605为71.89%，差距3.21个百分点

Vout=2.5V/3A：ASP3605效率87.71%，LTC3605为89.19%，差距1.48%

该差距主要归因于简封工艺导致的导通损耗增加。

6.2 参数配置差异

LTC3605手册推荐ITH参数为R=15kΩ、C=270pF，ASP3605最优参数为R=14kΩ、C=220pF，电容值小18.5%表明其内部补偿初始配置更激进。但需注意， **此结论基于不同测试平台，仅供参考** 。

7. 基于实测的工程设计指南

7.1 参数选择决策树（严格基于实测数据）

输出电容 ： 必须采用94μF陶瓷电容组 （ESR<5mΩ）。若成本受限，最低不低于47μF，但需将ITH电容减小20%并验证稳定性。

电容选择 ：在94μF电容且ΔILOAD≥3A时， 优先选用C=220pF （实测峰峰值63mV）。若负载阶跃<1A，可增至330pF。

电阻调整 ：占空比D>65%时，R选14kΩ；D<20%时，R可增至16kΩ。

RUN引脚 ：4V输入场景下，R9改为100kΩ以确保启动裕量。

7.2 ** PCB布局优化**

ITH引脚走线长度<10mm，远离SW节点

补偿网络地平面需Kelvin连接至芯片GND引脚

简封版本键合线电阻增加，layout中应通过加粗铜箔（≥0.5mm宽）补偿

8. 结论

ASP3605的ITH可调补偿架构在94μF输出电容、常温条件下展现出良好的工程适应性。最优参数R=14kΩ、C=220pF在Vin=12V、Vout=1.2V、0.5A-4A阶跃下实现31mV电压波动与90μs下冲时间，满足多数数字负载要求。然而， **输出电容配置不足（22μF）会导致稳态电压跌落与动态性能恶化** ，该现象已在测试中被明确捕获； **温度对动态性能的影响缺乏实测数据支撑** ，设计时需保留足够裕量。

审核编辑 黄宇