便携式电脑的耳机放大器的音频输出解决方案

对音频设计人员的挑战是制作与ASIC、处理器以及DC-DC转换器共存的高性能、低噪声模拟电路。例如，设想只影响典型音频重放通路中一个元件――耳机驱动器的问题。

笔记本PC的耳机输出在保持原始信号动态范围的同时，必须用幅值达1Vrms的信号驱动低阻抗负载（典型值为32；有时低至16）。这个任务看起来简单，但进一步分析就会发现它所面对一些严酷现实：

在单电源供电时，耳机输出必须保持动态范围，而该电源电压通常从DC-DC转换器获取，并与高速数字电路共用。

根据这些电路的信号幅值与负载阻抗，从电源吸取的电流峰值可达90mA。

关断电源或耳机驱动器时，应当听不见咔嗒声与瞬态杂音。

电源噪声

为了实现合理的信噪比，必须抑制电源噪声对耳机放大器输出的影响，并且耳机驱动器的电源抑制是降低信噪比的关键。例如，基于CD或DVD信号的动态范围可能超过90dB。假定音频电源电压上存在100mV的噪声，其频谱成分的绝大部分位于音频带宽以内，为了维持90dB动态范围，必须将耳机输出的噪声降低至30µV左右。为了达到这一目的，在感兴趣的频率点耳机驱动器的PSRR必须超过70dB。

要在音频频带获得上述电源抑制比，必须采用考虑周全的设计方案，使放大器对音频范围内的电源噪声提供一定的抑制能力。浏览绝大多数运放的数据资料后会发现，PSRR在接近DC处通常较高，而随着频率增加，将急剧下降（通常是-20dB/十倍频程）。在20kHz处，一些器件的PSRR低于40dB。

一些DC-DC转换器在音频频谱的上端产生更高的噪声成分。尽管可以证实在那些频率上听得到的成分很少，但是仍然可以在耳机输出端测量到噪声。请注意，关于内置耳机驱动器的音频DAC （或CODEC），绝大多数数据资料不会吸引读者关注PSRR指标。即使提及，也通常以电气特性中的一个条目出现，而不会给出PSRR随频率的变化曲线。

由于绝大多数耳机放大器都不能提供足够的PSRR，可以加入外部低压稳压器（LDO）来净化耳机放大器的电源。例如，为了在笔记本PC的音频输出端获得足够的电源噪声抑制比，其中+5V仍然是通用的音频电路电源电压，而特定的节点通常被调节到4.7V左右。

像MAX4298/MAX4299 （超高PSRR立体声驱动器）这样的IC，通过对器件内部的关键节点在内部进行微调提高了PSRR，远高于用其他方法获得的PSRR。该方法使1kHz时的PSRR超过100dB，不再需要外部稳压器（图1）。

图1. 在典型的MAX4298应用中，请注意220μF交流耦合电容阻碍了耳机的DC电压。用可选的元件来控制断电瞬变的幅值。

杂音抑制

杂音抑制是衡量IC能力的另一指标，也就是将IC静音或上电（或断电）时出现的突发性噪音或令人恐慌的瞬态噪音减小到最小的能力。很难在输出驱动器中获得这样的性能，这是因为对输出驱动器来说，没有下游电路可以被静音，从而屏蔽出现的异常信号。若插入了耳机，那么无论用什么驱动都不可避免的造成音频系统的瞬变性能。

耳机驱动器通常采用单电源供电，并通过大电容实现对塞孔输出的AC耦合，如图2所示。这样的安排可以防止耳机两端出现DC电压，该DC电压可能破坏耳机的驱动单元。工作过程中，由于电容的耳机侧是地电势，而放大器输出偏置约为满摆幅的一半，因此隔直电容两端有电压。接通电源时，必须将电容充电至工作电压，但是允许流过该电容的电流必然流经负载（耳机音频线圈）。那么用什么方法才能防止该电流产生杂音信号呢？

图2. 该电路是用于单电源产品中耳机驱动器的典型配置，其中包括串联电容，与耳机阻抗一起构成了高通滤波器 （为了阻断来自耳机的DC所必需的）。

有些设计使用放大器输出周边的JFET与分立元件抑制充电电流，有些电路则提供RC时间常数减缓导通时的声音瞬变，从而通过降低干扰频率的含量，减少干扰因素。有的产品采用了背对背指数斜坡（S形）进一步抑制上电引起的杂音。与RC指数方法不同的是，这种抑制方式不会引起dv/dt的突变。

断电时的瞬变更难解决。放大器怎么才能在没有电源的情况下控制输出电容的放电？一种方法是为耳机放大器提供待机电源，该电源由电源接通时充满电的电容提供，移去主电源之后，该电容还能提供足够的能量从容地将放大器关断。该技术的集成应用（图1）产生了如图3所示的波形。

图3. 这些波形说明接通VCC （t = -1s）和移去VCC （t = 0s）时对图1所示电路的影响。这里没有给出VCC。请注意，MAX4298输出端（上面的曲线）的S形跳变在负载端产生的输出干扰（下面的曲线）平滑且有限。受控的输出将导通时的声音瞬变限制在较低的电平，人耳对其不太敏感。

如图3所示，利用附加元件使MAX4298断电时的声音瞬变受到控制，抑制上电的瞬态噪音。该技术涉及辅助VCC引脚（SVCC）的使用。提供VCC时，外部肖特基二极管为储能电容充电，当电源移去时，MAX4298的工作过程如下：

音频静音。

立体声放大器还原到低瞬态电流模式，从SVCC引脚获取电源。

输出偏置电压缓慢变化至地，通过镜像上电波形、采用S形模式抑制上电瞬变，消除了dV/dt的突变。

储能电容放电，由于输出电压为地，所以当SVCC电源最终消失时，输出音频的瞬变可以忽略。

与众不同的方法

上述方案为了达到一个不明确的指标，需要付出相当大的努力（需要在BOM上添加额外的线路），而市场对这样的特性评价不会很高。理想的方法是完全省去输出电容，从而消除流经耳机音频线圈的充电或放电的影响。为耳机驱动提供直流耦合、0V输出偏置，并用双极性电源为放大器供电，就可以省去这些电容。

即使绝大多数电池供电设计都受单端电源的限制，设计者还有一些选择。一种选择是使用第三个放大器为耳机提供满摆幅一半的偏置，这样就产生了“伪0V”输出偏置。由于主立体声放大器的偏置也是满摆幅的一半，于是可以省去DC耦合电容。因此，第三个放大器必须具备从两个主放大器吸取并提供电流的能力，并足以处理任何耳机插头（塞孔必须与机壳隔离）插入时的ESD放电。

另一种选择是利用提供的正电源产生专用的负电源，或使用传统的产生负电源的器件（图4）。对这种方法来说，ESD与接地都不成问题，并且额外的电压幅度使输出电压峰-峰值几乎翻倍――采用+3V或小于+3V电源供电时，这是很有用的。

图4. 为了实现放大器的双电源供电，板上电荷泵将正电源电压反相。不再需要串联电容，不过需要为电荷泵提供小的陶瓷电容，陶瓷电容的使用减小了PCB板的面积。

MAX4410耳机放大器通过正电源引脚产生内部负电源。由于放大器的直流输出偏置为0V，因此不需要输出电容。内部锁定电路防止由于过低或上电、断电过程中的电源电压引起的伪操作，因此没有杂音。由于放大器输出电压摆幅几乎是单电源电压的两倍，因此还可以获得其他优点，包括更大的信号摆幅以及更大的输出功率。

进一步的障碍

目前正在进行的设计在产品投放市场之前通常会做出许多妥协。例如，ESD的要求可能需要在耳机驱动器与塞孔之间有磁珠或其他EMC措施。这些元件在音频范围内可能构成很大的阻抗，可能引起串扰问题与输出功率损耗。不过，仔细的设计与Kelvin测量技术可以再现良好的音频性能。

耳机返回电流也需要考虑。电流增加到100mA时，地平面或PCB引线上有限的阻抗可能产生显著的IR跌落。相似的机制在与DC-DC转换器共地时会使SNR变差。为了解决类似问题，使用专门的返回引线或覆铜会有所帮助。

数字化的未来？

除非数字输入耳机飞速发展，否则驱动耳机插孔的电路仍需要采用模拟电路。D类设计可以维持数字音频通路直至放大器输出的性能，尽管需要滤波元件以保持效率，降低EMI。PSRR与杂音抑制仍会影响系统性能，所以在相当长的一段时间里，模拟硬件设计仍有重要意义。