用于SiC MOSFET的带可配置浮动双极性辅助电源的隔离栅极驱动IC

作为电子工程师，在功率电子设计中，碳化硅（SiC）MOSFET的应用越来越广泛。然而，要充分发挥其性能，合适的栅极驱动解决方案至关重要。今天，我们就来详细探讨一下KIT_1EDB_AUX_SiC，这是一款专门为SiC MOSFET设计的完整驱动解决方案。

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一、KIT_1EDB_AUX_SiC概述

KIT_1EDB_AUX_SiC包含一个隔离单通道栅极驱动IC（EiceDRIVER™ 1EDB9275F）和一个由紧凑型双通道非隔离栅极驱动IC（EiceDRIVER™ 2EDN7533B）实现的浮动辅助电源。该电路板的引脚与EiceDRIVER™ 1EDB9275F本身以及行业标准150 mil DSO - 8封装的等效驱动器兼容，是一种易于插拔的解决方案。它允许在已包含这些隔离栅极驱动器的设计中进行测试，特别是在设计中原本使用自举电路，但由于调制方案或拓扑结构变化而无法使用的情况下。

二、驱动SiC MOSFET的要求

2.1 高RDS(on)对VGS的依赖性及精确正电源的需求

与标准硅（Si）MOSFET相比，SiC器件的驱动电压要求更高，正栅源电压通常从15V增加到20V（英飞凌CoolSiC™推荐18V）。而且，SiC器件的跨导gm呈现出很强的线性特性，小的VGS差异（如1或2V）可能会导致RDS(on)发生显著变化。因此，考虑高精度的辅助电源至关重要。KIT_1EDB_AUX_SiC可以配置为典型的15V、18V或20V驱动，并且默认提供1%精度的稳压正电源轨。例如，以±1%的精度在18V下驱动英飞凌CoolSiC™ IMW65R027M1H，可确保在给定温度下RDS(on)变化小于2%。

2.2 寄生再导通及负VGS电压的需求

在半桥配置中，当低侧或高侧MOSFET进行硬开关导通时，开关节点的高dV/dt会感应出米勒电流。该电流流经互补器件的CGS和CGD栅极电容，拉高其栅源电压。为避免额外损耗或严重的再导通，该感应电压必须保持在V(GS)th栅极阈值电压以下。英飞凌的CoolSiC™具有良好的再导通抗扰性和相对较高的栅极阈值（最小3.5V），通常单极18V驱动就足够了。但为了获得更多安全裕度，可以考虑使用双极性电源，负电压低至 - 1.5V。KIT_1EDB_AUX_SiC默认配置允许进行双极性驱动，提供18V的稳压正电源轨和10mA下的 - 1V非稳压电源轨。

三、电路板描述

3.1 原理图及总体描述

电路板包含EiceDRIVER™ 1EDB9275F，这是一款单通道隔离栅极驱动IC，采用英飞凌的无芯变压器（CT）技术，实现了3 kVRMS的输入 - 输出隔离。该驱动器针对驱动高端SiC器件进行了优化，可与EiceDRIVER™ 1EDN9550B配合用于低端驱动。

原理图顶部的电路是辅助电源，作为隔离式DC - DC转换器工作，为EiceDRIVER™ 1EDB9275F的次级侧提供浮动电源VDDf至Vssf。电路板默认使用单电源电压（VCCI），同时为EiceDRIVER™ 1EDB9275F的初级侧和隔离式DC - DC转换器供电；也可以通过断开跳线J1并短接跳线J2，使用不同的电压（VCC11和VCC12）。

3.2 辅助环形振荡器概念

辅助电源基于EiceDRIVER™ 2EDN7533B，这是一款双通道非隔离栅极驱动IC。其一个输出（OUTA）反馈到输入，形成“环形振荡器”。当电源VCCI低于EiceDRIVER™ 2EDN7533B的欠压锁定（UVLO）电平（4V）时，两个输出均被驱动器主动拉低；当电源达到UVLO时，驱动器唤醒，OUTA变高，OUTB保持低电平，同时开始通过电阻反馈路径对C1充电；当INA达到驱动器输入高阈值（VINH = 2.1V）时，OUTA变低，OUTB变高；当INA达到驱动器低输入阈值（VINHL = 1.2V）时，一切反转，振荡建立。

3.3 双极性Vpos/Vneg的尺寸设计

默认情况下，由TL432并联稳压器调节正电源轨至18V，但也可以通过调整R5或R6来实现不同的调节。要确保TL432的阴极 - 阳极电流高于0.7mA，以保证正确调节，这意味着需要正确设置R7的值。表1给出了不同双极性电压电平的推荐尺寸设计：	Conf.	Vpos, regulated	Vneg at 10 mA	VccI	R5, R6, R7
A	+18V	-1V	10V	31.6k,5.1kQ,510
B	+18V	-5V	12V	31.6k0,5.1k0,3k0
C	+15V	-4V	10V	31.6k,6.2kQ,2.4kQ
D	+20V	-3V	12V	31.6k0,5.1 k0,1kQ

需要注意的是，不要将Conf. B、C或D用于英飞凌CoolSiC™ MOSFET，因为电压额定值不允许（静态VGS低于 - 2V）。当使用高于10V的VCCI电源电压时，应使用具有更高输出电压能力的不同栅极驱动器，如EiceDRIVER™ 1ED3124MU12F。

3.4 使用案例示例及安装

该电路板旨在替换主板上的单通道隔离栅极驱动IC。KIT_1EDB_AUX_SiC厚度为2.8mm，可以直接焊接到8引脚DSO 150 mil封装的焊盘中，与主板的连接尽可能短，这对于连接栅极电阻以最小化朝向SiC MOSFET的栅极回路非常重要。也可以使用间距为1.27mm的合适连接器。与标准150 mil DSO - 8封装相比，主板上的输出接地引脚（GNDO）被辅助电源的中点取代，从而可以进行双极性电源测试。

四、实验结果

4.1 输出调节

4.1.1 带负载的输出调节

默认情况下，只有正电源轨被稳压，负电源轨则随辅助负载变化，辅助负载取决于开关频率和所选的SiC MOSFET。图10显示了不同负载下辅助输出电压Vpos和Vneg的行为。对于Conf. A，在输出电流约为35mA时，1%的正电源轨稳压会失效，因为负电压变得非常低，无法保证TL432的最小0.7mA极化电流。35mA的负载电流涵盖了该电路板的大多数潜在用例，但如果需要更高的电流，可以进一步减小R7。

4.1.2 输入电源电压VCCI不准确时的输出调节

辅助DC - DC转换器的输入电源会有一定的不准确性，在考虑电压调节时需要考虑这一点。图12 - 15显示了不同配置在典型5%精度下的输出调节情况。建议为Conf. A提供至少2%精度的VCCI电源，在重载情况下，Conf. D也可以采用。

4.2 效率

图16和图17分别显示了不同配置下效率与输出功率、输入电流和输出电流的关系。效率测量是在没有EiceDRIVER™ 1EDB9275F的辅助电路上进行的，使用简单电阻作为负载。

4.3 工作波形

辅助电源的工作波形如图19和图20所示。开关频率的选择要在满足XT04变压器6V/µs饱和极限的同时提供最高效率。变压器上信号的占空比在标称10V VCCI时设置为接近50%，在12V VCCI时略小。

4.4 启动行为

图21和图22显示了辅助电源在高负载条件下的快速和慢速启动情况。启动时需要检查三个方面：一是驱动器能否处理反向电流应力；二是变压器是否因低频操作而饱和；三是产生的正负极电源轨电压是否有对驱动的SiC MOSFET不关键的过冲或下冲。在该设计中，由于EiceDRIVER™ 2EDN7533B具有较高的反向电流鲁棒性，不需要限流电阻（R3）。

4.5 关机行为

图25和图26显示了辅助电源在不同关机场景下的情况，包括通过直流电源发生器关闭输入电压和断开输入电压以模拟“突然开路”。不同配置下关机时没有出现关键的过冲或下冲。

4.6 输出短路

图28 - 30显示了辅助电源输出（Vtot、Vpos和Vneg）短路时的情况。辅助电路在三种应力条件下都能幸存，主变压器不会长时间饱和，IC也不会失效。由于EiceDRIVER™ 2EDN7533B具有较高的反向电流鲁棒性，不需要限流电阻（R3）。

五、布局

电路板的布局如图31所示，包括顶层、中间层1、中间层2和底层。表中给出了各层的详细信息，如材料、类型、重量、厚度、介电常数（Dk）和损耗因子（Df）等。

六、附录A

6.1 不需要1%稳压时的电路板功能

如果不需要正电源轨的1%稳压，并且所需的Vpos和Vneg不太不平衡（Vpos / 2VCCI小于80%作为经验法则），可以通过调整OUTA - OUTB信号的占空比来实现双极性Vpos / Vneg的分割。此时，应移除TL432稳压器（U3）及其周围电阻（R5、R6和R7），并短接R8。

6.1.1 环形振荡器R1、R2和C1的尺寸设计

可以通过对INA的充电和放电阶段进行操作来调整OUTA - OUTB信号的占空比和频率。具体的尺寸设计步骤包括计算占空比、最小开关周期、固定C1的值、计算Rp = R1 // R2、计算R2，并确保所选值满足相关方程。

KIT_1EDB_AUX_SiC为SiC MOSFET的驱动提供了一种灵活、高效的解决方案。通过合理的设计和配置，可以满足不同应用场景下对SiC MOSFET驱动的需求。各位工程师在实际设计中，不妨根据具体情况进行选择和优化。你在SiC MOSFET驱动设计中遇到过哪些问题呢？欢迎在评论区交流讨论。