TPS7H60x3-SP系列辐射加固型GaN FET栅极驱动器的技术剖析与应用指南

在电子工程师的设计领域中，高性能、高可靠性的器件是实现优秀设计的关键。今天我们来深入探讨德州仪器（TI）推出的TPS7H60x3 - SP系列辐射加固型氮化镓（GaN）场效应晶体管（FET）栅极驱动器。这个系列在空间应用及其他对辐射敏感的环境中有着独特的优势，让我们一起揭开它的神秘面纱。

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一、产品概述

TPS7H60x3 - SP系列包括TPS7H6003 - SP（额定电压200V）、TPS7H6013 - SP（额定电压60V）和TPS7H6023 - SP（额定电压22V）三款产品。它们专为高频、高效应用而设计，可用于增强型GaN FET的控制，非常适合在空间环境中的电源转换设计。

1.1 显著特性

• 出色的辐射性能：该系列具有高达100krad(Si)的总电离剂量（TID）辐射加固保证，对单粒子锁定（SEL）、单粒子烧毁（SEB）和单粒子栅极破裂（SEGR）免疫，线性能量转移（LET）达到75 MeV - cm² / mg 。同时，对单粒子瞬态（SET）和单粒子功能中断（SEFI）的特性也进行了深入研究，同样达到LET = 75 MeV - cm² / mg 。这使得它在辐射环境中能稳定可靠地工作，为空间应用提供了坚实的保障。
• 强大的驱动能力：具备1.3A的峰值源电流和2.5A的峰值灌电流，能够为GaN FET提供足够的驱动能力，确保其快速、稳定地开关。
• 灵活的工作模式：拥有两种工作模式，即单PWM输入且死区时间可调模式和两个独立输入模式。在独立输入模式下，还可选择输入互锁保护功能，有效防止上下桥臂直通，提高了系统的可靠性。
• 快速的响应速度：在独立输入模式下，典型传播延迟为30ns，且高低侧延迟匹配典型值为5.5ns，能够快速响应输入信号，减少开关损耗。

二、引脚配置与功能

深入理解芯片的引脚配置和功能是合理使用的基础。TPS7H60x3 - SP采用48引脚陶瓷扁平封装（CFP），各引脚功能丰富多样。

2.1 关键引脚功能

• 输入引脚（PWM_LI、EN_HI）：在不同工作模式下有不同的作用。在PWM模式下，PWM_LI作为单PWM控制信号输入，EN_HI作为使能引脚；在独立输入模式下，PWM_LI控制低侧，EN_HI控制高侧。这两个引脚内部有大约200 kΩ的下拉电阻，输入信号电压范围为0 - 14V，能直接连接到电源电压小于等于14V的模拟PWM控制器输出。
• 线性稳压器输出引脚（BP5L、BP7L、BP5H）：BP5L和BP7L位于低侧，分别提供5V和7V的标称输出电压，为低侧逻辑电路和驱动器供电；BP5H位于高侧，以BOOT引脚电压为输入，提供5V的高侧栅极驱动电压。每个引脚都需要至少1μF的电容连接到相应的接地端，以保证输出电压的稳定性。
• 自举相关引脚（BOOT、BST）：BOOT引脚是高侧线性稳压器的输入电压源，外部自举电容连接在BOOT和ASW之间；BST引脚用于自举充电，可通过内部自举开关或直接从VIN充电。自举电路的设计对于高侧驱动器的正常工作至关重要。

三、技术规格详解

3.1 绝对最大额定值

了解器件的绝对最大额定值能避免因超出极限条件而导致器件损坏。例如，VIN到AGND的电压范围为 - 0.3V至16V，不同型号的SW到AGND的最大电压也有所不同，如TPS7H6003 - SP为200V，TPS7H6013 - SP为60V，TPS7H6023 - SP为22V。在设计时，必须确保所有电压和电流参数都在这些额定值范围内。

3.2 电气特性

• 电源电流：在不同工作模式和条件下，电源电流有所差异。例如，在PWM模式下，EN = 0V时，低侧静态电流QLS典型值为6.8mA；在独立输入模式下，LI = HI = 0V时，高侧静态电流QHS典型值为4mA。
• 内部稳压器：BP5L、BP5H和BP7L三个内部线性稳压器的输出电压精度较高，如BP5L的输出电压精度为5V ± 3.5%（ - 5%），能为GaN FET提供稳定的驱动电压。
• 开关特性：开关特性包括传播延迟、上升时间、下降时间等。例如，在PWM模式下，LO关断传播延迟tLPHL典型值为30ns，HO关断传播延迟tHPHL典型值为35ns。这些参数对于评估驱动器的开关速度和效率非常重要。

四、自举电路设计要点

自举电路是TPS7H60x3 - SP高侧驱动器正常工作的关键部分，设计时需要考虑多个因素。

4.1 自举充电方式

• 通过内部自举开关充电：内部自举开关连接在VIN和BST引脚之间，外部自举二极管连接在BST和BOOT之间。只有当低侧驱动器输出开启时，自举开关才导通，可降低自举电容上的最大电压。在启动前，内部自举开关的并联电阻（约1kΩ）可实现自举电容的缓慢充电。
• 直接从VIN充电：这是一种更传统的方法，适用于低侧FET不能立即开启的情况。但需要注意防止自举电容过充，可通过串联电阻、并联齐纳二极管或两者结合的方式来实现。
• 双充电方式：结合了上述两种方法，既能避免启动时因低侧FET未开启而导致的充电问题，又能利用内部开关在正常工作时降低自举电压。不过，这种方式会增加元件数量。

4.2 自举电容选择

自举电容的选择要满足一定的条件。一般来说，其值应至少为高侧GaN FET栅极电容的10倍，即 (C{BOOT} geq 10 × C{g}) 。更精确的计算可根据公式 (C{BOOT} geq frac{Q{total }}{Delta V{BOOT}}) 进行，其中 (Q{total }=Q{g}+I{QBG} × frac{D{MAX}}{f{SW}}+frac{I{QHS}}{f{SW}}) ，(Delta V{BOOT } = VIN - n × V{F} - V_{BOOT_UVLO}) 。同时，应选择低ESR和ESL的电容，其额定电压要高于最大预期自举电压。

4.3 自举二极管选择

自举二极管需要能够承受施加在转换器功率级的输入电压，并且要能处理启动期间的峰值瞬态电流。建议使用快速恢复二极管，同时要确保其在预期工作条件下的正向电压不会过大，以免触发BP5H稳压器的欠压锁定。需满足条件 (VIN - (n × V{F}) geq V{BOOT_UVLO }) 。

4.4 自举电阻作用

自举电阻的作用主要有两个：一是限制栅极驱动器启动期间的峰值电流，二是控制BOOT引脚的电压变化率（dv/dt）。建议使用至少2Ω的电阻，但要注意其与自举电容会引入时间常数，需要检查充电时间是否满足要求。同时，要选择能够承受启动期间能量的电阻，能量计算公式为 (E=frac{1}{2} × C{BOOT} × V{BOOT}^{2}) 。

五、应用案例分析

以TPS7H6003 - SP在高压同步降压转换器中的应用为例，详细介绍设计过程。

5.1 设计要求

• 功率级输入电源电压为100V。
• 输出电压为28V。
• 输出电流为10A。
• 开关频率为500kHz。
• 栅极驱动器输入电压为12V。
• 占空比标称值为28%，最大值约为35%。
• 电感为15μH。
• 选用EPC2307 GaN FET进行评估。
• 工作模式为PWM模式。

5.2 详细设计步骤

• 自举和旁路电容选择：首先计算自举电容允许的最大电压降 (Delta V{BOOT }) ，为了留出足够的余量，按1.5V计算。根据公式 (Q{total }=Q{g}+I{QBG} × frac{D{MAX}}{f{SW}}+frac{I{QHS}}{f{SW}}) 计算总电荷量，进而得出自举电容最小值为12.4nF，考虑到温度和电压变化以及负载瞬态等因素，选择100nF的X7R电容。VIN电容应至少为自举电容的10倍，这里选择2.2μF和1μF的陶瓷X7R电容。同时，BP5H、BP5L和BP7L输出端也应选择1μF的X7R陶瓷电容，并尽量靠近引脚放置。
• 自举二极管选择：对于同步降压应用，自举二极管需要有足够的耐压能力来阻挡功率级输入电压。这里选择150V、1A额定的肖特基二极管，其结电容为110pF。需要注意的是，实际应用中应选择满足系统性能和辐射要求的二极管。
• BP5x过冲和欠冲处理：由于PCB布局和GaN FET的寄生电感和电容，开关过程中栅极驱动波形可能会出现瞬态振荡，导致电压峰值超过GaN FET的绝对最大VGS额定值。为了减轻振荡幅度，应将驱动器靠近GaN FET放置，并使用栅极电阻。
• 栅极电阻选择：TPS7H6003 - SP具有分离输出，可在GaN FET的导通和关断路径中串联电阻。这些栅极电阻可以抑制寄生电容和电感引起的振荡，同时还能调节驱动强度。在本设计中，导通和关断路径均使用2Ω的电阻。通过公式计算高侧峰值拉电流和灌电流，如 (I{OHH}=MINleft(1.3 A, frac{V{B P S H}}{R{HOH}+R{GATEON }+R{GFET( int )}}right)) 和 (I{OLH}=MINleft(2.5 A, frac{V{B P S H}}{R{HOL}+R{GATE{-} OFF }+R{GFET(int) }}right)) 。栅极电阻的选择通常需要进行调试和迭代，以确保达到预期效果。
• 死区时间电阻选择：在PWM模式下，需要在DLH和DHL引脚连接到AGND的电阻来编程死区时间。本设计中，目标死区时间 (T{DLH}) 和 (T{DHL}) 约为25ns，根据公式 (RHL = 1.077 × T{DHL} + 1.812) 和 (RLH = 1.064 × T{DLH} - 0.630) 计算出RHL和RLH的值，实际使用中选择30kΩ的电阻。死区时间的选择要避免高低侧FET的交叉导通，同时尽量减少GaN FET的第三象限导通时间。
• 栅极驱动器损耗计算：栅极驱动器的功率损耗包括静态功率损耗、泄漏电流功率损耗和GaN FET栅极充电和放电引起的损耗。通过相应的公式可以计算出这些损耗，如静态功率损耗 (P{QC} = (VIN × I{QLS}) + (V{BOOT} × I{QHS})) ，泄漏电流功率损耗 (P{BG} = V{BG} × I{QBG} × D{MAX}) ，栅极充电和放电损耗 (P{GATE} = V{BP5x} × Q{G} × f{SW}) 等。

六、布局建议

合理的布局对于TPS7H60x3 - SP的性能至关重要，特别是对于增强型GaN FET这种开关速度快、对布局敏感的器件。

6.1 布局准则

• 靠近放置：将GaN FET尽可能靠近栅极驱动器，以减少整体环路电感，降低噪声耦合问题。
• 减小自举充电路径环路面积：自举充电路径可能包含高峰值电流，应尽量减小其环路面积。将自举电容和二极管放置在合适的位置，以满足所选充电方式的要求。
• 旁路电容放置：将所有旁路电容（VIN到AGND、BP5L到AGND、BP5H到ASW、BOOT到ASW）尽量靠近器件和相应引脚放置，选择低ESR和ESL的电容。如果可能，将这些电容放置在与栅极驱动器同一侧的PCB上。
• 分离功率和信号走线：尽量减少不同PCB层上信号的重叠，避免干扰。
• 减少寄生电感：使用短而低电感的路径连接PSW到高侧FET源极，PGND到低侧FET源极，以减少开关过程中驱动器上的负电压瞬变。
• 良好的去耦：在GaN FET附近放置低ESR电容，以防止输入电源总线上的过度振荡。

七、总结

TPS7H60x3 - SP系列辐射加固型GaN FET栅极驱动器凭借其出色的辐射性能、强大的驱动能力、灵活的工作模式和快速的响应速度，在空间应用及其他对辐射敏感的环境中具有很大的优势。通过深入理解其引脚配置、技术规格、自举电路设计要点、应用案例和布局建议，电子工程师能够更好地利用这款器件，设计出高性能、高可靠性的电源转换系统。在实际应用中，还需要根据具体需求进行合理的参数选择和调试，以达到最佳的设计效果。你在使用类似栅极驱动器时遇到过哪些问题呢？欢迎在评论区分享交流。