高压栅极驱动器LM5100A/B/C和LM5101A/B/C：设计与应用详解

在电子电路设计中，栅极驱动器是驱动功率MOSFET的关键组件，其性能直接影响到整个功率转换系统的效率和稳定性。今天我们要深入探讨的是德州仪器（TI）的LM5100A/B/C和LM5101A/B/C系列高压栅极驱动器，它们在驱动高侧和低侧N沟道MOSFET方面表现卓越，广泛应用于各种功率转换电路中。

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产品概述

LM5100A/B/C和LM5101A/B/C是专为同步降压或半桥配置设计的高压栅极驱动器，能够驱动高侧和低侧的N沟道MOSFET。浮动高侧驱动器可在高达100V的电源电压下工作，为不同的应用场景提供了强大的支持。其中，A版本提供3A的栅极驱动电流，B和C版本分别提供2A和1A的驱动电流，以满足不同的功率需求。

产品特性

• 集成高压二极管：为高侧栅极驱动自举电容充电，确保高侧MOSFET的可靠驱动。
• 高速低功耗电平转换：强大的电平转换器以高速运行，同时消耗低功率，实现从控制逻辑到高侧栅极驱动器的清晰电平转换。
• 欠压锁定保护：在低侧和高侧电源轨上均提供欠压锁定保护，防止在电源电压不足时误触发MOSFET。
• 多种封装形式：提供标准的SOIC - 8引脚、SO PowerPAD - 8引脚、WSON - 10引脚等封装形式，部分型号还有MSOP - PowerPAD - 8和WSON - 8引脚封装，方便不同的PCB布局需求。
• 独立控制输出：高侧和低侧输出独立控制，每个通道由各自的输入引脚（HI和LI）控制，具有高度的灵活性。
• 快速传播时间：典型传播时间为25ns，能够快速响应控制信号，实现高效的开关动作。
• 出色的延迟匹配：典型延迟匹配为3ns，确保高侧和低侧MOSFET的开关动作同步性良好。

产品应用

该系列驱动器适用于多种功率转换电路，包括但不限于：

• 电流馈电推挽转换器
• 半桥和全桥功率转换器
• 同步降压转换器
• 双开关正激功率转换器
• 有源钳位正激转换器

详细设计与应用

启动和欠压锁定（UVLO）

高侧和低侧驱动器均包含欠压锁定（UVLO）保护电路，分别监测电源电压（$V{DD}$）和自举电容电压（$V{HB - HS}$）。UVLO电路会抑制每个驱动器，直到有足够的电源电压来开启外部MOSFET，内置的UVLO迟滞可防止电源电压转换期间的抖动。当电源电压施加到LM5100A/B/C和LM5101A/B/C的VDD引脚时，低侧和高侧输出保持低电平，直到$V_{DD}$超过UVLO阈值（典型约为6.6V）。自举电容上的任何UVLO条件只会禁用高侧输出（HO）。

电平转换

电平转换电路是高侧输入到高侧驱动器级的接口，参考开关节点（HS）。它允许以HS引脚为参考控制HO输出，并与低侧驱动器实现出色的延迟匹配，确保高侧和低侧MOSFET的开关动作同步。

自举二极管

LM5100/1系列包含生成高侧偏置所需的自举二极管，二极管阳极连接到$V{DD}$，阴极连接到$V{HB}$。自举电容连接到HB和HS引脚，在每个开关周期中，当HS转换到地时，自举电容的电荷会得到刷新。自举二极管具有快速恢复时间、低二极管电阻和电压额定裕量，可实现高效可靠的操作。

输出级

输出级是功率MOSFET在功率传输中的接口。高转换速率、低电阻和高峰值电流能力的输出驱动器允许功率MOSFET进行高效开关。低侧输出级参考$V{DD}$到$V{SS}$，高侧参考$V{HB}$到$V{HS}$。

典型应用设计

以LM5101A驱动半桥配置中的MOSFET为例，详细介绍设计步骤：

1. 选择自举和VDD电容 自举电容必须在正常操作的任何情况下保持HB引脚电压高于HB电路的UVLO电压。计算自举电容上的最大允许压降： $Delta V{HB}=V{DD}-V{DH}-V{HBL}=10V - 1.0V - 6.7V = 2.3V$ 其中，$V{DD}$是栅极驱动IC的电源电压，$V{DH}$是自举二极管正向压降，$V{HBL}=V{HBR}-V{HBH}=6.7V$（HB下降阈值）。 计算总电荷： $Q{TOTAL}=Q{gmax}+I{HBS}frac{D{MAX}}{F{SW}}=43nC + 10mu Afrac{0.95}{100kHz}=43.01nC$ 其中，$Q{gmax}$是MOSFET的最大栅极电荷，$I{HBS}$是自举电路的静态电流，$D{MAX}$是最大占空比，$F{SW}$是开关频率。 计算自举电容值： $C{BOOT}=frac{Q{TOTAL}}{Delta V{HB}}=frac{43.01nC}{2.3V}=18.7nF$ 实际应用中，CBOOT电容值应大于计算值，建议值为100nF - 1000nF，并尽可能靠近HB和HS引脚放置。 一般来说，本地VDD旁路电容应是CBOOT值的10倍，即$C{VDD}=10×C{BOOT}=1mu F$。自举和偏置电容应选用具有X7R电介质的陶瓷类型，电压额定值应为最大$V{DD}$的两倍。
2. 估算功率损耗 内部自举二极管的功率损耗包括正向偏置功率损耗和反向恢复功率损耗，与频率成正比。较大的电容性负载需要更多能量来为自举电容充电，导致更多损耗。较高的半桥输入电压（$V{IN}$）会导致更高的反向恢复损耗。可以通过近似计算和实验室测量来估算内部二极管的功率损耗。如果二极管损耗较大，可以在内部自举二极管上并联一个外部二极管，以降低IC内部的功率损耗。 总IC功率损耗可以通过将栅极驱动损耗与内部自举二极管损耗相加来估算。对于给定的环境温度，IC的最大允许功率损耗可以定义为： $P{loss}=frac{T{J}-T{A}}{R{theta JA}}$ 其中，$P{loss}$是驱动器的总功率损耗，$T{J}$是结温，$T{A}$是环境温度，$R_{theta JA}$是结到环境的热阻。

电源供应建议

该系列驱动器的偏置电源电压额定工作范围为9V至14V。下限由VDD引脚电源电路块上的内部欠压锁定（UVLO）保护功能决定，当VDD引脚电压低于$V{DDR}$电源启动阈值时，驱动器处于UVLO状态，输出保持低电平。上限由VDD引脚的18V绝对最大电压额定值决定，为了留出4V的瞬态电压尖峰裕量，VDD引脚的最大推荐电压为14V。 UVLO保护功能还涉及迟滞功能，当VDD引脚偏置电压超过阈值电压，设备开始工作后，如果电压下降，只要电压下降不超过迟滞规格$V{DDH}$，设备将继续提供正常功能。因此，在9V范围附近工作时，确保辅助电源输出的电压纹波小于设备的迟滞规格非常重要，以避免触发设备关机。 在系统关机时，设备继续工作直到VDD引脚电压下降到阈值（$V{DDR}-V{DDH}$）以下；在系统启动时，设备直到VDD引脚电压超过$V_{DDR}$阈值才开始工作。设备内部电路块消耗的静态电流通过VDD引脚提供，LO引脚提供的源电流脉冲的电荷也通过同一VDD引脚提供。因此，在VDD和GND引脚之间提供一个本地旁路电容，并尽可能靠近设备放置非常重要，建议使用一个100nF的陶瓷表面贴装电容和一个0.22µF至10µF的表面贴装电容并联。同样，HO引脚提供的电流脉冲由HB引脚提供，建议在HB和HS引脚之间使用一个0.022µF至1µF的本地去耦电容。

PCB布局建议

合理的PCB布局对于高侧和低侧栅极驱动器的最佳性能至关重要。以下是一些布局建议：

1. 电容放置：在VDD和VSS引脚之间以及HB和HS引脚之间连接低ESR/ESL电容，靠近IC放置，以支持外部MOSFET导通时从VDD汲取的高峰值电流。
2. 大电容连接：在顶部MOSFET的漏极和地（VSS）之间连接一个低ESR电解电容，以防止漏极出现大的电压瞬变。
3. 寄生电感最小化：尽量减小顶部MOSFET源极和底部MOSFET（同步整流器）漏极的寄生电感，以避免开关节点（HS引脚）出现大的负瞬变。
4. 接地连接设计：
   • 设计接地连接时，首要任务是将对MOSFET栅极进行充电和放电的高峰值电流限制在最小的物理区域内，以降低环路电感，减少MOSFET栅极端子的噪声问题。MOSFET应尽可能靠近栅极驱动器放置。
   • 第二个高电流路径包括自举电容、自举二极管、本地接地参考旁路电容和低侧MOSFET体二极管。自举电容通过自举二极管从接地参考的VDD旁路电容逐周期充电，充电过程在短时间内进行，涉及高峰值电流。因此，在电路板上最小化这个环路的长度和面积对于确保可靠运行非常重要。

总结

LM5100A/B/C和LM5101A/B/C系列高压栅极驱动器凭借其丰富的特性和出色的性能，为功率转换电路设计提供了强大的支持。在设计过程中，我们需要充分考虑启动和欠压锁定、电平转换、自举二极管、输出级等关键因素，合理选择电容值，优化电源供应和PCB布局，以确保驱动器的稳定运行和整个功率转换系统的高效性能。希望本文对电子工程师们在使用该系列驱动器进行设计时有所帮助。

你在使用LM5100A/B/C和LM5101A/B/C系列驱动器的过程中遇到过哪些问题？你是如何解决的呢？欢迎在评论区分享你的经验和见解。