基于半桥SiC模块特性的SST固态变压器高频DC/DC级双有源桥（DAB）变换器控制策略

基于Basic Semiconductor半桥SiC模块特性的SST固态变压器高频DC/DC级双有源桥（DAB）变换器控制策略

BASiC Semiconductor基本半导体一级代理商倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，代理并力推BASiC基本半导体SiC碳化硅MOSFET单管，SiC碳化硅MOSFET功率模块，SiC模块驱动板等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。

倾佳电子杨茜致力于推动国产SiC碳化硅模块在电力电子应用中全面取代进口IGBT模块，助力电力电子行业自主可控和产业升级！

倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三个必然，勇立功率半导体器件变革潮头：

倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET模块全面取代IGBT模块和IPM模块的必然趋势！

倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET单管全面取代IGBT单管和大于650V的高压硅MOSFET的必然趋势！

倾佳电子杨茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET单管全面取代SJ超结MOSFET和高压GaN 器件的必然趋势！

1. 引言

1.1 固态变压器（SST）在现代能源互联网中的战略地位

随着全球能源结构的转型与智能电网的快速发展，电力电子技术在输配电领域的应用日益深化。传统的工频变压器（Line Frequency Transformer, LFT）虽然具有高可靠性和低成本的优势，但其体积庞大、重量沉重，且缺乏对电压、电流及功率因数的灵活调控能力，难以适应分布式可再生能源（如光伏、风电）的高渗透率接入以及电动汽车（EV）充电站等直流负载的快速增长 。

固态变压器（Solid State Transformer, SST），亦称为电力电子变压器（Power Electronic Transformer, PET），作为一种集成了高频电力电子变换技术与高频磁性元件的新型电力装备，正逐渐成为解决上述挑战的关键技术。SST不仅能够实现基本的电压等级变换与电气隔离，还具备潮流控制、无功补偿、故障隔离、电能质量治理以及提供交/直流混合接口等高级功能 。在SST的三级式典型架构（AC/DC整流级、DC/DC隔离级、DC/AC逆变级）中，中间的高频隔离DC/DC级是实现能量双向流动、电压匹配及电气隔离的核心环节。其性能直接决定了SST整体的效率、功率密度及动态响应特性。

1.2 双有源桥（DAB）变换器的拓扑优势与挑战

在SST的高频隔离DC/DC级中，双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）变换器凭借其独特的拓扑优势，成为了学术界与工业界的首选方案。DAB变换器由原、副边两个全桥电路及中间的高频变压器（包含辅助漏感）构成，具有结构对称、双向功率流自然可控、易于实现软开关（零电压开关ZVS）以及模块化程度高等显著优点 。

然而，SST应用对DAB变换器提出了极高的要求。首先，为了显著减小磁性元件的体积与重量，DAB的开关频率往往需要提升至几十kHz甚至上百kHz，这对功率器件的开关损耗提出了严峻挑战。其次，SST通常工作在高压大功率环境下，器件需承受高电压应力与大电流冲击。传统的硅（Si）基IGBT器件在开关速度与损耗方面的物理极限，限制了DAB变换器向更高频率和更高效率方向的发展。

1.3 碳化硅（SiC）功率器件的革命性介入

第三代宽禁带半导体材料——碳化硅（SiC）的成熟与商业化应用，为SST的发展注入了新的动力。相比于Si器件，SiC MOSFET具有3倍的禁带宽度、10倍的临界击穿场强和3倍的热导率。这些物理特性赋予了SiC器件高耐压、低导通电阻（RDS(on)​）、高速开关（低寄生电容与反向恢复电荷）及高温工作能力 。

Basic Semiconductor（基本半导体）作为SiC功率器件领域的领军企业，推出了一系列专为工业与车规应用设计的1200V半桥SiC MOSFET模块。这些模块（如BMF系列）结合了先进的平面栅工艺、低杂散电感封装以及优化的体二极管特性，为SST高频DAB级的设计提供了理想的硬件基础。然而，SiC器件的高速开关特性（极高的dv/dt和di/dt）以及其固有的寄生参数非线性（特别是输出电容Coss​），也使得传统的DAB控制策略面临新的适应性问题。例如，在轻载条件下，SiC MOSFET较大的Coss​储能可能导致ZVS失效，从而引发巨大的容性开通损耗和电磁干扰（EMI）。

1.4 报告研究目标与章节安排

倾佳电子杨茜结合Basic Semiconductor（基本半导体）半桥SiC模块的具体电气特性，深入分析并优化SST高频DC/DC级中DAB变换器的控制策略。报告将首先对Basic SiC模块的关键参数进行深度解析，建立精确的器件模型；随后，详细推导并对比单移相（SPS）、扩展移相（EPS）、双移相（DPS）及三移相（TPS）等主流控制策略在SiC DAB中的损耗特性与软开关边界；最后，提出针对SiC器件特性的死区时间优化算法与全工况混合调制策略，并通过理论计算验证其在提升SST效率与可靠性方面的有效性。

2. Basic Semiconductor （基本半导体）SiC半桥模块特性深度画像

为了制定精准的控制策略，必须首先对核心功率器件的静态与动态特性建立深刻的物理认知。本章基于Basic Semiconductor提供的技术文档，对其BMF系列模块进行细致的参数提取与特性分析。

2.1 关键模块选型与参数提取

本研究选取了Basic Semiconductor几款代表性的1200V半桥SiC模块，覆盖了从中小功率到大功率SST单元的需求。以下是关键参数的对比分析 9：

参数类别	参数名称	符号	BMF60R12RB3	BMF160R12RA3	BMF240R12KHB3	BMF240R12E2G3	BMF540R12MZA3
基本额定	漏源电压	VDSS​	1200 V	1200 V	1200 V	1200 V	1200 V
	连续漏极电流	ID​	60 A (@80°C)	160 A (@75°C)	240 A (@90°C)	240 A (@80°C)	540 A (@90°C)
静态特性	导通电阻(25°C)	RDS(on)​	21.2 mΩ	7.5 mΩ	5.3 mΩ	5.5 mΩ	2.2 mΩ
	导通电阻(175°C)	RDS(on)​	37.3 mΩ	13.3 mΩ	9.3 mΩ	10.0 mΩ	3.8 mΩ
	栅极阈值电压	VGS(th)​	2.7 V	2.7 V	2.7 V	4.0 V	2.7 V
动态特性	输出电容(@800V)	Coss​	157 pF	420 pF	630 pF	900 pF	1260 pF
	Coss​储能(@800V)	Eoss​	65.3 μJ	171 μJ	263 μJ	340.8 μJ	509 μJ
	总栅极电荷	Qg​	168 nC	440 nC	672 nC	492 nC	1320 nC
反向特性	反向恢复电荷	Qrr​	0.2 μC	N/A	1.1 μC	~0 (SBD)	N/A (Optimized)
封装寄生	杂散电感	Lσ​	40 nH	40 nH	30 nH	20 nH	N/A (Low L)

2.2 静态特性分析：导通损耗与温度效应

2.2.1 低导通电阻优势

Basic SiC模块展现了极低的导通电阻特性。以BMF540R12MZA3为例，其在540A额定电流下的典型RDS(on)​仅为2.2 mΩ 。这意味着在满载工况下，单管导通压降约为1.18V，显著低于同等级1200V Si IGBT的饱和压降（通常在2.0V-2.5V）。

SST应用启示：在SST应用中，特别是采用SPS控制策略时，电感电流存在较大的无功环流分量，导致流过器件的RMS电流较大。SiC MOSFET纯电阻性的导通特性（Pcond​=Irms2​⋅RDS(on)​）使其在部分负载和过载工况下相比具有固定压降特性的IGBT具有显著的效率优势。

2.2.2 高温下的阻值漂移

数据表明，当结温从25°C升高至175°C时，Basic SiC模块的RDS(on)​增加了约1.7-1.8倍（例如BMF240R12KHB3从5.3 mΩ增至9.3 mΩ ）。

设计考量：在SST的热设计与效率评估中，严禁仅使用25°C的参数。必须基于高温下的导通电阻进行损耗建模。虽然正温度系数增加了高温下的损耗，但它也有利于多模块并联时的自动均流，这对于构建大容量SST功率单元（如MW级）至关重要。

2.3 动态特性分析：软开关设计的物理约束

2.3.1 输出电容 Coss​ 的非线性与储能

SiC MOSFET的输出电容Coss​呈现出强烈的非线性特性：在低压时极大，随着电压升高迅速减小。然而，对于软开关（ZVS）设计而言，更关键的参数是Coss​中存储的能量Eoss​。

能量势垒：BMF540R12MZA3在800V直流母线电压下的Eoss​高达509 μJ 。在DAB变换器的死区时间内，为了实现ZVS开通，必须利用漏感Lk​中的储能来抽走上下管Coss​（并联等效）中的电荷。根据能量守恒：

21​Lk​Isw2​≥2⋅Eoss​(VDC​)

其中Isw​为开关时刻的电感电流。

轻载ZVS挑战：对于大电流模块（如540A等级），其巨大的Eoss​意味着需要较大的关断电流Isw​才能实现ZVS。在SST轻载运行模式下，如果继续沿用传统的SPS控制，电感电流峰值可能不足以克服这一能量势垒，导致器件在非零电压下开通。这不仅会产生容性开通损耗（Pon​=fs​⋅Coss​⋅VDC2​），还会引发剧烈的电压振荡和EMI问题。因此，控制策略必须在轻载下主动增加无功电流分量（如采用TPS策略），以“能量换取软开关”。

2.3.2 反向恢复 Qrr​ 的差异化特性

Basic Semiconductor提供了两种技术路线的模块：

集成SBD型（如BMF240R12E2G3） ：通过并在或集成SiC肖特基二极管，消除了体二极管的双极性载流子存储效应，实现了近乎零的Qrr​ 9。

优势：允许极高的开关速度，且死区时间设定更加灵活，甚至可以容忍轻微的直通或硬复位，极大降低了开关损耗。

优化体二极管型（如BMF240R12KHB3） ：虽然仍存在Qrr​（1.1 μC），但相比Si IGBT同级模块（通常>50 μC）已降低了98%以上 。

控制策略：对于此类模块，在死区时间结束后，如果体二极管仍在导通，开启互补管会产生反向恢复电流峰值。虽然SiC的Qrr​很小，但在高频（>100kHz）下，频繁的反向恢复仍会通过Lσ​产生电压过冲。因此，控制策略需精确计算ZVS区间，尽量避免体二极管的硬关断。

2.4 寄生电感与封装影响

Basic模块采用了低杂散电感设计（20nH-40nH）。在SiC器件极高的开关速度（di/dt>5A/ns）下，哪怕10nH的电感增量也会产生显著的电压尖峰（Vspike​=Lσ​⋅di/dt）。例如，在40nH电感下，5 A/ns的变化率将产生200V的过冲。

SST设计指导：DAB控制策略应尽量通过软开关来降低di/dt，或者采用多电平调制（如EPS/TPS）来减小每次动作的电压阶跃，从而在源头上抑制电压过冲，保护昂贵的SiC模块。

3. DAB变换器工作原理与控制策略理论模型

DAB变换器作为SST的核心，其控制策略的本质是对原副边全桥输出电压波形的相位、占空比进行调制，从而控制流过高频变压器漏感的功率流。本章将建立统一的数学模型，分析四种主流策略在SiC器件特性下的表现。

3.1 统一数学模型

设原边直流电压为V1​，副边直流电压为V2​，变压器变比为n:1，漏感为Lk​，开关频率为fs​，开关周期Ts​=1/fs​。定义电压增益k=V1​/(nV2​)。所有参数归算至原边。

传输功率的一般表达式为：

P=Ts​1​∫0Ts​​vp​(t)iL​(t)dt

3.2 单移相控制（Single Phase Shift, SPS）

原理：原副边全桥均输出50%占空比的方波，仅调节两者之间的外移相角ϕ（归一化移相比D=ϕ/π，取值范围[−0.5,0.5]）。

功率方程：

PSPS​=8fs​Lk​nV1​V2​​D(1−∣D∣)

特性分析：

优点：控制变量单一，易于实现，动态响应极快。

SiC适应性：

ZVS范围：当k=1（电压匹配）时，SPS能在全负载范围内实现ZVS。此时SiC模块的高速开关优势得到最大发挥，效率极高。

局限性：当SST工作在电压不匹配工况（如电网电压波动导致k=1）或轻载时，SPS会导致巨大的回流功率（Reactive Power）。回流期间，电感电流方向与电压方向相反，能量在源荷之间无效振荡，造成巨大的Irms2​R导通损耗。对于Basic SiC模块，虽然RDS(on)​很低，但无效环流不仅增加热应力，还可能导致电流在开关时刻过小，无法抽取Coss​电荷，导致硬开通 。

3.3 扩展移相控制（Extended Phase Shift, EPS）

原理：在SPS基础上，对原边全桥引入内移相角D1​，使其输出三电平电压波形（占空比不再是50%），副边保持两电平。

自由度：2个（D1​,D）。

特性分析：

通过调节原边占空比，EPS可以降低原边电压的有效值，从而在一定程度上匹配副边电压，减少回流功率。

SiC适应性：EPS能显著扩大ZVS范围，特别是对于原边开关管。然而，由于控制的不对称性，原副边模块的电流应力和热分布不均匀。在SST中，通常原副边均采用相同规格的Basic SiC模块，这种不平衡可能导致一侧模块过热，限制了系统整体容量 。

3.4 双移相控制（Dual Phase Shift, DPS）

原理：原副边全桥同时引入相同的内移相角D1​，即原副边均输出占空比相同的脉冲波形，并保持外移相角D。

自由度：2个（D1​,D）。

特性分析：

对称性：DPS保持了DAB的对称性，适合SST这种双向功率流应用。

SiC适应性：DPS在抑制回流功率和降低电流峰值方面优于SPS，且相比EPS具有更好的热平衡性。对于Basic SiC模块，DPS能有效降低RMS电流，这与SiC器件高电流密度的散热需求相契合 。

3.5 三移相控制（Triple Phase Shift, TPS）

原理：原边内移相D1​、副边内移相D2​和外移相D三个变量均独立可调。

自由度：3个（D1​,D2​,D）。

特性分析：

全局寻优：TPS是DAB控制的“完全体”，包含了SPS、EPS、DPS作为特例。它拥有最大的控制自由度，理论上可以在任意电压增益和负载下，找到使系统总损耗（导通+开关+磁损）最小的工作点。

SiC适应性：

ZVS保障：TPS是解决SiC MOSFET大Coss​导致轻载ZVS丢失问题的最强有力工具。通过独立调节D1​和D2​，可以人为构造出特定的电压波形组合，强制电感电流在开关时刻保持在ZVS所需的最小电流阈值（Imin​>4Eoss​/Lk​​）以上，从而消除容性开通损耗 。

复杂性：TPS需要复杂的离线优化计算或实时查表，对SST控制器的算力有一定要求。

4. 结合Basic 基本半导体SiC模块特性的深度优化策略

基于上述理论与器件特性，本章提出针对SST高频DC/DC级的具体优化策略。

4.1 考虑非线性Coss​的ZVS边界重构与TPS优化

传统DAB的ZVS分析往往基于理想开关模型（忽略Coss​），这对于SiC器件是完全失效的。Basic模块的Eoss​不可忽略。

修正的ZVS条件：

21​Lk​Isw2​≥2Eoss​(Vbus​)

其中Vbus​是当前的直流母线电压。

TPS优化策略：

在轻载工况下（SPS失效区），控制目标函数应设为：

min(Ploss​)=min(Pcond​+Psw​)

约束条件：Isw_pri​≥Izvs_req​ 且 Isw_sec​≥Izvs_req​。

通过TPS调节内移相角，主动增加无功环流分量以满足Isw​约束。虽然这增加了导通损耗，但考虑到Basic SiC模块极低的RDS(on)​（例如2.2mΩ），增加的导通损耗（I2R）远小于硬开关带来的容性损耗（fs​Coss​V2）。

结论：在Basic SiC模块应用中，牺牲少量导通损耗换取ZVS是极其划算的。TPS策略应被配置为“ZVS优先”模式。

4.2 基于Eoss​与Qrr​的自适应死区时间控制

固定死区时间在高频SST中是效率杀手。死区过大导致体二极管导通损耗增加，死区过小导致直通或硬开关。

针对Basic模块的自适应算法：

SBD集成模块（如BMF240R12E2G3）：由于无Qrr​且SBD导通压降较低，死区时间主要由Coss​放电时间决定。

tdead_opt​≈Isw​2⋅Qoss​(V)​

这类模块允许更激进的短死区设计，以最大化占空比利用率。

体二极管优化模块（如BMF240R12KHB3）：需考虑反向恢复。死区时间应略大于Coss​放电时间，但必须严格限制在体二极管正向导通触发之前或尽可能短，以减少高压降体二极管（VSD​≈3−5V）的导通损耗。

实施方案：在FPGA控制器中建立基于Basic模块Coss​−V曲线的查表模型，根据实时检测的母线电压和预测的开关电流Isw​，动态调整死区时间。

4.3 抑制寄生振荡的软开关轨迹规划

Basic模块的低杂散电感（30-40nH）虽然优秀，但在高di/dt下仍需警惕。SPS策略在关断时刻切断最大电流，产生的Vspike​=Lσ​⋅Ipeak​/tfall​最大。

TPS/DPS的平滑效应：通过引入内移相，电流波形由梯形变为类三角形，关断时刻的电流幅值显著降低。在SST控制中，当检测到工作在重载或高压工况时，应优先切换至DPS或TPS模式，通过牺牲微小的有效占空比来降低关断电流，从而根本上抑制电压过冲和振荡，保护SiC模块的栅极氧化层和绝缘系统 。

4.4 全工况混合调制地图（Hybrid Modulation Map）

为了在SST的宽工作范围内实现性能最优，建议采用以下分段控制策略：

工作区域	特征	推荐策略	控制目标
重载区 (P>60%Pn​)	电流大，ZVS易实现	SPS 或 DPS	效率优先。利用SPS的低损耗特性；若电压微失配，用DPS抑制环流。
中载/电压失配区	电流中等，ZVS边缘	DPS	电流应力优化。降低RMS电流，平衡原副边热应力。
轻载/启动区 (P<20%)	电流小，SPS硬开关	TPS	ZVS优先。利用TPS自由度，强制构建ZVS电流条件，避免Coss​损耗。

5. 设计案例与性能预估

5.1 设计场景假设

应用：SST 20kW DC/DC单元

器件：Basic Semiconductor BMF240R12KHB3 (1200V, 240A, RDS(on)​=5.3mΩ)

参数：Vin​=800V, Vout​=800V, fs​=100kHz, Lk​=20μH

5.2 性能对比预估

SPS策略（轻载 2kW） ：由于电流幅值低，无法抽走BMF240的Coss​电荷（Eoss​≈263μJ）。

开关损耗：每次硬开通约损失263μJ，总功率损耗 Psw​≈0.263×100k×4switches≈105W。

效率严重受损，且伴随剧烈振荡。

TPS策略（轻载 2kW） ：调节内移相角，强制开关电流Isw​>15A。

ZVS实现，容性开通损耗降为0。

增加的RMS电流导致的导通损耗：假设RMS电流增加5A，增加损耗 52×0.0053×4≈0.5W。

结果：TPS相比SPS在轻载下减少了上百瓦的损耗，效率提升极其显著。

6. 结论

针对基于Basic Semiconductor 基本半导体SiC模块的SST高频DC/DC级，单一的SPS控制策略已无法满足现代电网对高效率和高可靠性的要求。本研究得出以下核心结论：

SiC模块特性决定控制策略：Basic SiC模块极低的RDS(on)​和较大的Coss​储能特性，决定了控制策略应由“最小化电流”向“保证ZVS前提下的电流优化”转变。TPS策略因其能主动管理ZVS边界，是发挥SiC性能的最佳选择。

混合调制是必由之路：为了兼顾算法复杂度与效率，应构建包含SPS（重载高效）、DPS（失配优化）和TPS（轻载软开关）的混合调制地图。

细节决定成败：利用Basic模块提供的详细寄生参数（Coss​−V曲线、Qrr​），实施自适应死区控制，是进一步压榨效率（提升1%-2%）和确保高频运行安全的关键。

器件选型的差异化控制：对于集成SBD的Basic模块，可采用更激进的死区策略；对于体二极管优化模块，需在控制中预留反向恢复裕量。

通过上述深度优化的控制策略，SST系统将能充分利用Basic Semiconductor SiC模块的硬件优势，实现全工况下的高效、稳定运行。

审核编辑 黄宇