LT8672：高效主动整流控制器的技术解析与应用拓展

在电子设计领域，主动整流控制器对于提高电源效率和保护电路安全起着至关重要的作用。今天，我们将深入探讨一款性能卓越的主动整流控制器——LT8672，详细剖析其特性、工作原理及应用场景。

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一、产品概述

LT8672是一款专为反向输入保护设计的主动整流控制器，它通过驱动外部N沟道MOSFET来替代功率肖特基二极管，具有极低的静态电流和快速的瞬态响应，能满足汽车应用中高达100kHz交流输入信号的严格要求。该产品具有AEC - Q100认证，适用于汽车应用，同时在工业电源和便携式仪器等领域也有广泛应用。

二、产品特性

2.1 电气特性

• 宽电压范围与低功耗：工作电压范围为3V至42V，能够适应多种电源环境。静态电流低至20µA，关机电流仅3.5µA，大大降低了系统功耗，提高了能源利用效率。
• 高效整流与低压降：与肖特基二极管相比，能将功耗降低90%以上，压降减小至20mV，有效减少了能量损耗，提升了系统的整体效率。
• 快速响应能力：具有超快的瞬态响应，能够对快速变化的输入信号做出及时响应。可整流6VP - P高达50kHz、2VP - P高达100kHz的交流输入信号，确保在高频信号下也能实现高效整流。

2.2 保护特性

• 反向输入保护：具备反向输入保护功能，可承受至 - 40V的反向电压，有效保护电路免受反向电压的损害，提高了系统的可靠性和稳定性。
• 输入短路保护：当输入电源故障或短路时，能够快速关断，将反向电流瞬变降至最低，避免对电路造成进一步的损坏。

2.3 封装特性

提供多种封装形式，包括10引脚的MSOP封装、10引脚3mm × 2mm的DFN封装以及3mm × 2mm的侧面可焊DFN封装。这些封装形式尺寸小巧，便于在不同的电路板上进行布局和安装，满足了多样化的设计需求。

三、工作原理

3.1 主动整流控制器

主动整流控制器通过控制外部N沟道MOSFET（M1）形成理想二极管。GATE放大器感应DRAIN和SOURCE两端的电压，并驱动MOSFET的栅极，将正向电压调节至20mV。当负载电流增加时，GATE端电压升高，直至MOSFET完全导通；当负载电流减小时，GATE端电压降低，以维持20mV的压降。若VDRAIN电压降低到无法维持20mV的正向压降时，GATE放大器将MOSFET关断。

在快速的SOURCE - DRAIN瞬变过程中，如输入信号快速变化时，调节20mV的环路可能响应过慢，此时快速上拉（FPU）和快速下拉（FPD）电流路径会迅速导通和关断外部MOSFET，实现对输入信号的整流，且功耗远低于传统二极管。

3.2 辅助升压调节器

辅助升压调节器采用滞回控制方案，并结合100mA的恒定低侧电流限制。当AUX - DRAIN电压低于标称值（通常为11V）时，低侧功率开关导通，LAUX电感电流上升，直至达到100mA的电流限制，此时低侧开关关断，电感向CAUX放电，直至电流降为零。若AUX - DRAIN电压仍未达到标称值，低侧开关再次导通；若已达到标称值，则关闭所有高功率电路以降低静态电流。

3.3 电源良好引脚（PG）

PG引脚是内部监测电路的开漏输出。当无故障发生时，PG引脚呈高阻抗状态，表明外部MOSFET正常工作。当满足以下条件之一时，PG引脚拉低：器件处于关机状态；启动时AUX电压未达到调节值；栅极驱动器的快速上拉路径激活时间超过17µs。PG引脚可用于控制输出负载，保护MOSFET在这些情况下不被过载。

四、应用信息

4.1 主动整流控制器优势

在电源输入中，传统的阻塞二极管常用于防止电源反接，但会带来较大的电压降和功率损耗。LT8672用MOSFET替代二极管，显著降低了电压降和功率损耗。从功率损耗对比曲线可以看出，在实际应用中，MOSFET方案相较于肖特基二极管能大幅节省功耗，这也意味着在电路板上能减少散热需求，节省空间。在低输入电压情况下，MOSFET的正向电压损耗优势更加明显。

4.2 工作范围与性能表现

LT8672的工作电压范围为3V至42V，能承受-40V至42V的绝对最大电压范围而不损坏。在汽车应用中，它能应对负载突降、冷启动和双电池跳跃等情况，还能在电池反接时保护负载。凭借其对外部MOSFET正向电压变化的快速响应能力，它可以对高达6VP - P、频率达50kHz的输入纹波进行整流，对于2Vp - p的输入纹波，整流频率可达100kHz。这种快速的栅极驱动能力能防止外部MOSFET在恶劣条件下过热，因为在纹波周期内，其体二极管仅在很小一部分时间内导通电流。需要注意的是，SOURCE引脚通常不需要旁路电容，如果因其他原因需要添加，其电容值不得超过60nF，否则可能影响栅极驱动器的稳定性。

4.3 关断模式与欠压锁定

当EN/UVLO引脚电压低于1.21V时，LT8672进入关断模式，将GATE引脚拉低至SOURCE，关闭MOSFET，使电流消耗降至3.5μA。不过，由于MOSFET的体二极管始终存在，关断模式并不会切断负载与输入的连接。如果不需要关断功能，可将EN/UVLO连接到DRAIN。EN/UVLO可以由3.3V或5V逻辑信号驱动，要禁用该器件，需将EN/UVLO拉低至1.21V以下。通过在SOURCE和EN/UVLO之间添加电阻分压器，可以使LT8672在(V{BAT})低于阈值电压(V{BAT(EN/UVLO)})时自动禁用，计算公式为(R1 = R2(frac{V{BATT(EN / UVLO )}}{1.21 V}-1))。由于比较器存在迟滞现象，(V{BAT})需略高于(V{BAT(EN/UVLO)})时，LT8672才会重新启用。为避免EN/UVLO受到附近时钟线或高dV/dt走线的电容耦合影响，可使用1nF电容将其旁路到GND。这个电容如果选择合适，还能防止(V{BAT})上的负电压瞬变意外禁用LT8672。

4.4 输入短路故障与负瞬变保护

对于快速负输入瞬变，LT8672依靠其快速下拉（FPD）比较器。但由于FPD阈值为负，在FPD关闭之前，外部MOSFET中会积累反向电流。当外部MOSFET最终关闭时，由于SOURCE前端存在寄生电感或用于EMI滤波的电感，反向电流存储的能量会使SOURCE节点电压变负。为防止SOURCE上的负瞬变损坏LT8672，可使用两个TVS二极管将SOURCE引脚钳位到地节点。其中，D2用于钳位MOSFET在FPD事件关闭后出现的负尖峰，在汽车应用中，18V的TVS二极管是一个不错的选择；D1用于在负载阶跃和过压条件下保护SOURCE，33V的TVS二极管适用于汽车应用。如果既不需要D1也不需要反向电流保护（D2），仍需在SOURCE处使用一个二极管来保护LT8672免受寄生输入电感引起的负电感尖峰影响。当输入电压比外部MOSFET的(V{GS(MAX)})大4V时，PCB上SOURCE节点的直接短路（电感小于几nH）可能会使外部MOSFET的(VGS)暂时超过(V{GS(MAX)})，此时需要D3来保护外部MOSFET。不过，D3的任何泄漏电流都会相应增加总静态电流，并且其泄漏电流不应超过5µA，以免在栅极驱动器输入处产生偏移，增加SOURCE - DRAIN调节电压。

4.5 快速输入纹波整流

LT8672专为满足汽车电子控制单元（ECU）连接电池的严格要求而设计。根据汽车标准ISO16750或LV124，ECU的电源可能会叠加频率高达30kHz、振幅高达6VP - P的交流纹波。由于其栅极驱动器具有高输出电流和短延迟时间，LT8672能够在这些频率下快速控制外部MOSFET，将功率损耗和反向电流传导降至最低，同时显著降低输出电容中的纹波电流。不同输入纹波频率下的输入和输出波形图展示了其良好的整流效果。

4.6 MOSFET选择

所有负载电流都通过外部MOSFET（M1），因此MOSFET的重要特性包括导通电阻(R{DS(ON)})、最大漏源电压(B{VDSS})、栅极阈值电压(VGS(TH))和总栅极电荷(Q {G T O T})。在3V至42V的整个工作范围内，栅极驱动与标准阈值和逻辑电平MOSFET兼容。对于逻辑电平MOSFET，(V{GS(MAX)})应不低于±15V。最大允许的漏源电压(BvDss)必须高于电源电压，当输入接地时，MOSFET两端将承受全部电源电压；当输入反接且输出由充电电容、电池或电源维持时，MOSFET两端的电压为输入和输出电压之和，因此(B{VDSS }>V{OUT }+|V{BATI }|)。MOSFET的导通电阻(R{DS(ON)})直接影响正向电压降和功率损耗，为降低功率损耗，期望的正向电压降应小于二极管，60mV是一个不错的起始点，可根据公式(R{DS(ON)}{LOAD }})选择MOSFET，功率损耗计算公式为(P{d}=I{LOAD}^{2} cdot R{DS(ON)})。为实现快速栅极驱动操作，应选择总栅极电荷(Q GTO)最小且满足(B{VDSS })和(R_{DS(ON)})要求的MOSFET，这样不仅能减少关断阶段的反向电流，还能在输入高振幅纹波整流时保持较低温度。如果MOSFET具有集成栅极保护，其泄漏电流不应超过5µA，否则会增加SOURCE - DRAIN调节电压。当LT8672对交流纹波电压进行整流时，外部MOSFET的平均电流仍等于负载电流，但峰值电流要高得多，因此整流期间的平均功率损耗会超过稳态时的功率损耗。可通过一个简单模型来估算峰值电流，该模型还可用于选择能够承受相应交流纹波RMS电流的电解电容器。

4.7 电解电容器与纹波电压

在整流过程中，电解电容器(C{LOAD })用于降低负载所看到的纹波电压。负载所承受的剩余纹波电压(V{R})取决于(C{LOAD })、纹波频率、纹波振幅和负载电流，其计算公式为(V{R}=frac{4 V{A C} cdot I{L O A D}}{4 V{A C} cdot f cdot C{L O A D}+I{L O A D}})，其中(V{AC})为纹波振幅（V），f为纹波频率（Hz），(C{LOAD})为电解电容器电容（F），(I{LOAD})为负载电流（A）。任何由(C{LOAD})的等效串联电阻引起的纹波都会相应增加(V{R})，特别是在高频时。由于负载的电源抑制能力通常随频率下降，因此通常希望在给定频率f下限制(V{R})，可根据公式(C{LOAD}=frac{4 V{A C}-V{R}}{4 V{A C} cdot V{R} cdot f} cdot I_{LOAD })计算所需的最小电容值。在选择电解电容器时，还需考虑高频下的高峰值电流。

4.8 汽车冷启动应用

在汽车冷启动（如LV124 E - 11）时，电池电压可能降至3.2V。传统的使用肖特基二极管等无源整流器的反向保护方案由于电压降大，要求供电电路在低至2.5V的最小输入电压下工作，可能需要使用降压 - 升压调节器来提供许多微控制器所需的稳定3V电源。而LT8672的最小输入工作电压为3V，能使主动整流器在冷启动脉冲期间以最小的输入输出压差工作，从而可以使用具有3V最小工作电压和低压差特性的降压调节器（如LT8650S）来生成3V电源。对比LT8672主动整流控制器和肖特基二极管在冷启动脉冲期间的输入和输出波形图，可以明显看出LT8672的优势。

4.9 辅助升压调节器

辅助升压调节器为栅极驱动器提供升压电压，以至少10V的栅极驱动充分增强外部MOSFET。它采用滞环控制方案，并结合100mA的恒定低端电流限制，其开关频率的最大值取决于电感值和DRAIN电压。推荐的升压调节器外部无源组件包括一个1μF/16V陶瓷电容器和一个47μH至100μH的电感器，电感器的饱和电流应至少为120mA，ESR不应超过10Ω，如Taiyo Yuden的CBC2518T470K或CBC2518T101K，以及Coilcraft的XPL2010系列等小型贴片电感都是不错的选择。AUX引脚可提供给栅极驱动器的最大输出电流可通过公式(I{AUX(MAX) }=50 cdot frac{V{DRAIN }-1}{V{DRAIN }+11.8})近似计算，其中(I{AUX(MAX)})为最大升压调节器输出电流（mA），(V{DRAIN})为DRAIN引脚电压（V）。升压调节器的最大开关频率可通过公式(f{AUXSW(MAX) }=frac{1180 cdotleft(V{DRAIN }-0.2right)}{left(V{DRAIN }+11.6right) cdotleft(10 L{AUX }+3 V{DRAIN }-0.6right)})近似计算，其中(f{AUXSW(MAX)})为最大开关频率（MHz），(V{DRAIN})为DRAIN引脚电压（V），(L{AUX})为升压调节器电感（μH）。根据栅极驱动器周期性开关外部MOSFET所需的总平均电流，升压调节器可能会进入不连续模式并以较低频率开关，计算公式为(f{AUXSW }=frac{2.9 cdot I{AUX }}{L{AUX }})，其中(f{AUXSW})为开关频率（MHz），(I{AUX})为栅极驱动器所需的平均电流（mA），(L{AUX})为升压调节器电感（μH）。在输入纹波整流期间，完全充电和放电外部MOSFET的栅极电容所需的平均AUX电流为(I{AUX }=frac{f cdot Q{G}}{1000})，其中f为纹波频率（kHz），(Q{G})为外部MOSFET的总栅极电荷（nC），(I_{AUX})为栅极驱动器从AUX引脚汲取的电流（mA）。当主动整流器处于稳态时，栅极驱动器所需的AUX引脚电流约为1μA，升压调节器大部分时间处于睡眠模式，仅偶尔唤醒以维持AUX引脚电压比DRAIN高11V。不同AUX负载电流下的典型波形图展示了其工作情况。

4.10 电源良好引脚

电源良好引脚（PG）是内部监控电路的输出，当外部MOSFET能够以源极和漏极之间小于75mV的电压通过全部负载电流时，PG发出信号。只有当LT8672启用、启动期间AUX电压达到其调节值，且栅极驱动器的快速上拉路径激活时间不超过17µs时，PG才会变为高电平，这有助于检测多种系统故障。例如，外部MOSFET的栅极可能短路到地或源极，导致无法开启，使栅极驱动器的快速上拉路径一直激活，从而将PG拉低；启动期间AUX电压不足可能导致PG也被拉低。即使在关断模式下，PG仍然有效（拉低），虽然这可能会通过PG上的外部上拉电阻增加整体关断电流，但能让系统正确了解LT8672的关断状态以及它无法增强外部MOSFET的情况。如果使用PG来控制外部MOSFET中的负载电流，可以防止其体二极管长时间传导大电流，从而显著减少外部MOSFET在故障条件下产生的热量。建议选择足够大的MOSFET，以确保在最大负载电流下不超过75mV的阈值。如果在应用中忽略PG标志，只要MOSFET的功率损耗保持在安全范围内，就可以将其推至更高的正向电压。PG输出在DRAIN高于最小输入电压时有效，不同“MOSFET未就绪”条件下的电源良好引脚波形图展示了其响应情况。

4.11 布局考虑

在PCB布局时，应将SOURCE和DRAIN引脚尽可能靠近MOSFET的源极和漏极引脚，保持到MOSFET的走线宽而短，以减少电阻损耗。将浪涌抑制器和必要的瞬态保护组件靠近LT8672放置，并使用短引脚长度。为防止泄漏导致MOSFET开启，GATE走线与其他节点之间应保持足够的距离，仅允许SOURCE和DRAIN走线与GATE走线并行。使用免清洗助焊剂以减少PCB污染。由于集成升压调节器会使开关电流在(C{AUX})、(C{OUT})以及AUX、AUXSW和GND引脚中流动，因此应将这些电容器尽可能靠近LT8672放置，以最小化(C{AUX})和(C{OUT})形成的回路。(C{OUT})可以分为两个电容器(C{OUT1})（靠近LT8672）和(C{OUT2})（较远），但(C{OUT1})的电容值应至少为1µF。

五、典型应用

文档给出了多个典型应用电路，包括12V汽车应用的主动整流器、带DRAIN端EMI滤波器的12V汽车应用主动整流器、高负载的12V汽车应用主动整流器以及带SOURCE端EMI滤波器的12V汽车应用主动整流器等。这些应用电路展示了LT8672在不同场景下的具体应用方式，为工程师进行实际设计提供了参考。

六、封装描述

LT8672提供了三种封装形式，分别是10引脚塑料MSOP（MS）封装、10引脚塑料DFN（3mm × 2mm）（DDB）封装和10引脚塑料侧面可焊DFN（3mm x 2mm）（DDBM）封装。文档详细给出了每种封装的尺寸、引脚布局以及推荐的焊盘布局等信息，方便工程师进行PCB设计时选择合适的封装。

七、修订历史

文档记录了LT8672的修订历史，包括不同版本的发布日期、主要更改内容和涉及的页码。这有助于工程师了解器件的发展历程和各个版本的改进之处，在使用时可以根据实际需求选择合适的版本。

八、相关部件

文档还列出了一些相关部件，如LT3667/LT3668、LTC 4359、LT8609S等，并给出了它们的简要描述和主要参数。这些相关部件可以为工程师在设计中提供更多的选择和参考，根据具体需求搭配使用不同的器件，以实现更完善的电路功能。

总的来说，LT8672是一款功能强大、性能优异的主动整流控制器，在汽车和工业等领域具有广泛的应用前景。工程师在使用时，需要根据具体的应用场景和要求，合理选择外部组件，进行优化的PCB布局，以充分发挥其优势。大家在实际设计过程中，有没有遇到过类似器件应用的挑战呢？又是如何解决的呢？欢迎在评论区分享交流。