LLC开关电源之励磁电感、励磁电流、漏感

 

 

                                 图一：单端正激变换器正激变压器    与反激变压器不同，正激变换器的原副边侧绕组同时导通。这导致磁芯中的磁通几乎完全抵消。但无论负载如何变化，有一个原边侧电流分量始终保持不变。它就是励磁电流，在图一左侧用灰色区域表示。    空载时，它是流过原边侧绕组和开关管的全部电流（假设占空比固定）。只要负载电流增加，副边侧绕组电流就增加，原边侧绕组电流也增加。原副边侧绕组电流都与负载电流成正比增长，所以其增量也成正比，比例系数为匝比。更重要的是，它们的符号相反。    如图一所示，在变压器中，原边侧电流从同名端流人，同时副边侧电流从同名端流出。因此，变压器磁芯中的净磁通从空载开始就保持不变（假设D固定)，因为磁芯从未“发现”绕组的净安匝数有何变化。    所有关于磁芯的变量，如磁通、磁场、储能，甚至磁芯损耗都完全由励磁电流决定。当然，绕组本身的情况要另当别论，它们承载全部电流，不仅有实际的负载电流，还有脉冲电流尖峰以及伴随的高频振荡。    励磁电流未经变压器耦合到副边侧。从这个意义上讲，它相当于并联漏感。需要从开关管总电流中减去这个分量，才能使原副边侧电流符合匝比关系。也就是说，励磁电流与匝比无关，它仅在原边侧存在。事实上，励磁电流是变压器中唯一与储能有关的电流分量。从这个意义上讲，它类似于反激变压器。然而，若要电路达到稳态，则变压器在各个周期内都要（与输出扼流圈一起）复位。    但不幸的是，由于输出二极管极性，励磁能量无法耦合并传输到副边侧。若不采取措施，这部分能量肯定会像反激变换器漏感尖峰一样损坏开关管。考虑到效率，也不想把它消耗掉。    所以，通常的解决方法是采用第三绕组（或称复位绕组），如图3-6所示。注意，该绕组与原边侧绕组形成反激变换器结构，仅在开关管关断阶段导通续流，把励磁能量回馈给输入电容。    由于二极管压降和第三绕组电阻的存在，这部分循环能量也会产生一些损耗。还要注意，实际上漏感能量也经第三绕组回馈到输入。因此，无需为传统正激变换器外加钳位电路。    出于各种原因，如在任何工况下必须保证变压器复位，以及其他与产品有关的原因，第三绕组匝数一般与原边侧绕组匝数完全一致。因此，根据变压器功能，在开关管关断时，原边侧交换结点(MOSFET漏极)电压必然升至2×VN。    所以，在通用输入离线式单端（即单管）正激变换器中，至少需要额定电压为800V的开关管。只要变压器复位（即第三绕组中电流归零)，漏极电压就会突然降至Vin。即原边侧绕组电压为零，因此副边侧绕组电压也为零。然后，输出续流二极管（图3-6中连接到副边侧地的二极管D2)为扼流圈中的能量续流。    注意，实际上，在变压器复位后，MOSFET漏极会出现一段时间的振铃，其平均值为Vin。它来自于各种不明的寄生参数。显然，振铃会辐射电磁干扰。    注意，实际上在变压器复位前，副边侧绕组暂未导通，因为输出二极管（即与副边侧绕组跳变端相连的二极管D2)在第三绕组导通阶段反偏。还要注意，在任何情况下，正激变换器的占空比都不能大于50%。原因是在各个周期内必须无条件保证变压器复位。    既然无法直接控制变压器的电流波形，就不得不留出足够的时间，让第三绕组电流以一定斜率下降到零。换句话说，必须让变压器自然达到伏秒平衡。但因为第三绕组匝数与原边侧绕组匝数相同，所以在开关管导通时，第三绕组电压等于Vin，而在开关管关断时，还是等于Vin(反向)。    因此，当toff=ton，复位实现。所以，如果占空比大于50%，ton必然总是天于toff，那么变压器永远不可能复位。最终会损坏开关管。 因此，要让toff足够大，占空比必须总是小于50%。    正邀变换器中的变压器一直工作在断续导通模式（而其扼流圈，即电感L通常工作在连续导通模式，且r值为0.4)。而且，变压器磁通在任何负载条件下都保持不变，故而可从逻辑上推导出，变压器未存储任何输出能量。因此，真正的问题是：在正激变换器中，什么才能决定变压器的功率处理能力呢？从直观上讲，显然不可能用任意尺寸的变压器来传输任意大小的功率。那么，什么才能决定变压器的尺寸呢？    变压器尺寸取决于在不使变压器太热的情况下，磁芯可用窗口面积中到底能挤入多少铜（更重要的是，怎样才能充分利用可用窗口面积)。

励磁电感：

 

1. 励磁电感（Magnetizing Inductance）

• 定义：励磁电感是电磁设备中用于建立主磁通所需的电感。例如，在变压器中，当二次侧开路（无负载）时，一次侧绕组的电感即为励磁电感。它反映了绕组在交变电压下产生磁场的能力。

• 物理意义：

• 励磁电感与铁芯的磁导率（μ）、绕组匝数（N²）、铁芯截面积（A）及磁路长度（l）相关，公式为：

   

• 它决定了设备在空载时储存磁能的能力，是等效电路模型中的重要参数。

• 特点：

• 非线性：铁芯材料的磁导率会随磁场强度变化，尤其在接近饱和时，励磁电感会显著下降。

• 理想与实际的差异：理想变压器模型中励磁电感为无穷大（无需电流产生磁场），但实际设备中必须考虑其有限值。

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2. 励磁电流（Magnetizing Current）

• 定义：励磁电流是为建立主磁通而流经绕组的电流。例如，变压器一次侧在空载时仍需消耗少量电流以维持磁场，此电流即励磁电流。

• 物理意义：

• 根据安培环路定律，磁通量（Φ）与电流（I）的关系为：

   

• 励磁电流的大小取决于铁芯的磁阻，磁阻越低（高磁导率铁芯），所需电流越小。

• 特点：

• 波形畸变：若铁芯饱和，励磁电流会急剧增大并呈现尖峰波形，导致设备发热和效率下降。

• 空载损耗：励磁电流产生的能量损耗（铁损）包括涡流损耗和磁滞损耗。

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3. 应用与注意事项

• 变压器设计：

• 需合理选择铁芯材料和截面积，以控制励磁电流，避免饱和。

• 等效电路中，励磁电感与漏感需分开建模（漏感代表未耦合到另一侧的磁场）。

• 电机中的励磁：

• 同步电机需通过直流励磁电流建立转子磁场，与变压器中的交流励磁不同。

• 测量与分析：

• 空载试验可测量励磁电流和铁损，短路试验则测漏感和铜损。

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4. 总结

• 励磁电感是建立磁场的“能力”，决定设备空载时的储能特性。

• 励磁电流是建立磁场的“代价”，需优化设计以降低损耗和避免饱和。

 漏感：

1. 漏感的定义

• 物理本质：在变压器或耦合电感中，当一次侧绕组通电时，并非所有磁通都能穿过铁芯并与二次侧绕组完全耦合。未耦合的磁通会通过空气或其他路径形成闭合回路，这部分磁通对应的电感即为漏感。

• 等效电路模型：在变压器的等效电路中，漏感通常以串联电感的形式出现在一次侧和二次侧绕组中（如图），与主磁通对应的励磁电感（并联在电路中）形成对比。

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2. 漏感的来源

• 磁路不完美耦合：
• 绕组间的物理间隔、铁芯形状或磁路设计不理想，导致部分磁通“泄漏”到绕组外。
• 例如，变压器的绕组分层或绕制方式（如初级和次级未紧密交错）会增加漏感。
• 高频效应：
• 在高频应用中，趋肤效应和邻近效应会使磁场分布不均，加剧漏感。
• 磁芯材料限制：
• 磁芯的磁导率有限，无法将所有磁通约束在理想路径中。

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3. 漏感的特性

• 与励磁电感的区别：

• 励磁电感对应主磁通（能量传递的核心路径），而漏感对应未耦合的磁通（能量未被传递）。

• 励磁电感并联在电路中，漏感串联在绕组回路中。

• 数学表达式：

• 漏感的大小与绕组匝数平方、未耦合的磁通路径磁阻

  （(Rleak)）相关：

  

   

 

 

• 实际工程中常通过测量或有限元仿真确定漏感值。

• 实际影响：

• 能量损耗：漏感储存的能量无法传递到次级，可能以热的形式损耗（尤其在开关电源中）。

• 电压尖峰：在开关器件（如MOSFET、IGBT）关断时，漏感会与电路杂散电容谐振，产生高压尖峰，威胁器件安全。

• 效率降低：漏感导致电压降和额外的无功功率，降低设备效率。

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4. 应用与设计优化

• 变压器设计：
• 绕组结构优化：采用交错绕制、三明治绕法（如初级-次级-初级），减少漏磁。
• 磁芯选择：使用高磁导率材料（如铁氧体）或闭合磁芯结构（如环形变压器），约束磁通路径。
• 电路保护：
• 在开关电源中，通过**缓冲电路（Snubber）**吸收漏感能量，抑制电压尖峰。
• 高频应用：
• 漏感在高频下可能成为主导因素，需在PCB布局中尽量减小回路面积，降低杂散电感。

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5. 测量方法

• 开路-短路法：

• 短路次级：测量初级侧的等效电感（此时励磁电感被短路，测得的是初级漏感）。

• 开路次级：测量励磁电感，结合总电感计算漏感。

• LCR表直接测量：在特定频率下直接测试绕组的漏感。

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6. 总结

• 漏感是未被耦合的磁通对应的电感，直接影响设备的效率和可靠性。

 

 

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