LT8306：60V低功耗无光耦隔离反激控制器的设计指南

在电源设计领域，一款优秀的隔离反激控制器能为工程师们带来诸多便利。今天，我们就来深入探讨一下Analog Devices的LT8306——一款60V低功耗无光耦隔离反激控制器。

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一、产品概述

LT8306采用6引脚ThinSOT™封装，是一款微功率隔离反激控制器。它具有宽输入电压范围（4.5V至60V），静态电流低，睡眠模式下为120μA，活动模式下为390μA。在重载时采用准谐振边界模式工作，轻载时采用低纹波突发模式（Burst Mode®）工作，最小负载小于满载输出的0.5%（典型值）。通过单个外部电阻即可设置输出电压，拥有8V栅极驱动用于外部NFET，且无需变压器第三绕组或光耦进行稳压。此外，它还具备精确的使能/欠压锁定（EN/UVLO）阈值和迟滞、内部补偿和软启动、输出短路保护等功能，并且通过了AEC - Q100汽车应用认证。

二、技术特性分析

（一）工作模式

1. 边界传导模式（BCM） 在重载时，LT8306采用边界传导模式工作。此模式下，当次级电流为零时，芯片开启初级功率开关。它是一种可变频率、可变峰值电流的开关方案，功率开关开启，变压器初级电流增大至内部控制的峰值电流限制。外部MOSFET关断后，MOSFET漏极电压升高至输出电压乘以变压器初级 - 次级匝数比加上输入电压。当通过输出二极管的次级电流降至零时，MOSFET漏极电压降至 (V_{IN}) 以下，边界模式检测器检测到该事件后重新开启外部MOSFET。这种模式能使次级电流在每个周期都归零，寄生电阻性压降不会导致负载调节误差，且相较于连续传导模式，可使用更小的变压器，无次谐波振荡问题。
2. 不连续传导模式（DCM） 随着负载变轻，边界传导模式会提高开关频率并按相同比例降低开关峰值电流。当开关频率高达数MHz时，会增加开关和栅极电荷损耗。为避免这种情况，LT8306内置振荡器将最大开关频率限制在400kHz（典型值）以内。一旦开关频率达到内部频率限制，芯片会延迟开关开启时间，进入不连续传导模式。由于LT8306内部集成了控制环路补偿和电源轨，无需外部电容，在不连续传导模式下可能会有抖动现象。
3. 低纹波突发模式 与传统反激式转换器不同，LT8306必须以最小时间和最小频率开启和关闭，以实现输出电压的精确采样。当负载非常轻时，LT8306在保持最小开关电流限制的同时降低开关频率，使负载电流降低的同时仍能为采样保持误差放大器提供最小关断时间。此时，芯片在睡眠模式和活动模式之间切换，降低有效静态电流，提高轻载效率。10kHz（典型值）的最小开关频率决定了输出电压的采样频率和最小负载要求。

（二）输出电压设置

LT8306通过外部 (R{FB}) 电阻来设置输出电压。其工作原理是通过独特的反激脉冲检测电路和采样保持误差放大器对反激脉冲进行采样，从而实现对隔离输出电压的调节。具体公式如下： [V{FLBK}=left(V{OUT}+V{F}+I{SEC} cdot ESRright) cdot N{PS}] [V{FLBK}=R{FB} cdotleft(frac{V{REF}}{R{REF}}right)=I{RFB} cdot R{FB}] [V{OUT }=100 mu A cdotleft(frac{R{FB}}{N{PS}}right)-V{F}] 其中， (V{FLBK}) 为反激脉冲幅度， (V{OUT}) 为输出电压， (V{F}) 为输出二极管正向电压， (I{SEC}) 为变压器次级电流， (ESR) 为次级电路总阻抗， (N{PS}) 为变压器有效初级 - 次级匝数比， (V{REF}) 为内部参考电压（1.00V）， (I{RFB}) 为 (R{FB}) 调节电流（100μA）。

（三）输出温度系数

输出电压公式中的第一项与温度无关，但输出二极管正向电压 (V_{F}) 具有显著的负温度系数（−1mV/°C至−2mV/°C），这会导致输出电压在不同温度下有200mV至300mV的变化。对于较高电压输出（如12V和24V），输出二极管温度系数对输出电压调节的影响可忽略不计；但对于较低电压输出（如3.3V和5V），会额外增加2%至5%的输出电压调节误差。若需要在不同温度下实现精确的输出电压调节，可参考ADI其他具有集成温度补偿功能的产品。

（四）选择 (R_{FB}) 电阻值

由于采样特性，LT8306的采样方案存在可重复的延迟和误差源，会影响输出电压，因此需要重新评估 (R{FB}) 电阻值。选择 (R{FB}) 电阻值的步骤如下：

1. 根据输出电压公式计算 (R{FB}) 的初始值： [R{FB}=frac{N{PS} cdotleft(V{OUT}+V_{F}right)}{100 mu A}]
2. 使用初始 (R{FB}) 值和其他组件为应用上电，测量调节后的输出电压 (V{OUT(MEAS)}) ，根据以下公式调整最终 (R{FB}) 值： [R{FB(FINAL) }=frac{V{OUT }}{V{OUT(MEAS) }} cdot R_{FB}]

（五）输出功率限制

LT8306的MOSFET功率开关位于芯片外部，因此最大输出功率主要受外部组件限制，可分为电压限制、电流限制和热限制三类。

1. 电压限制：反激式设计中的电压限制主要是MOSFET开关的 (V{DS(MAX)}) 和输出二极管的反向偏置额定值。提高任何一个组件的电压额定值通常会降低应用效率，且这些组件的电压要求与变压器的匝数比、输入和输出电压以及是否使用额外的缓冲组件直接相关。理论上，MOSFET的 (V{DS(MAX)}) 必须高于 (V{IN(MAX)}+(V{OUT} cdot N_{PS})) ，但MOSFET漏极和输出二极管阳极的漏感尖峰可能会使该要求翻倍。
2. 电流限制：在高功率应用中，输出功率的电流限制通常受变压器饱和电流的约束。通过减小 (R_{SENSE}) 电阻来增加反激式变压器初级侧的峰值电流是增加输出功率的主要方法，但当超过变压器的饱和电流时，初级和次级之间的能量耦合会降低，无法向输出提供额外的功率，还会导致初级电感下降，SENSE引脚过流阈值可能触发，变压器发热。
3. 热限制：对于较低输出电压的反激式应用，热限制主要由输出二极管的损耗决定，随着输出电压的增加，变压器的电阻和漏感损耗在总损耗中所占的比例会增加。为了在提高效率的同时确保组件温度不超过额定值，需要最小化输出二极管的RMS电流，选择在预期电流下正向压降最小的二极管，并最小化变压器的寄生电阻和漏感。

三、关键组件选择

（一）变压器选择

变压器的规格和设计是成功应用LT8306的关键。在选择变压器时，除了考虑高频隔离电源变压器设计的一般准则外，还需注意以下几点：

1. 匝数比和RMS二极管电流：选择 (R{FB}) 电阻设置输出电压时，可相对自由地选择变压器匝数比。使用小整数比（如3:1、2:1、1:1）可在确定总匝数和互感时提供更多灵活性。虽然可以通过选择匝数比来最大化给定电流限制下的输出功率，但减小匝数比并增加电流限制通常可以提高效率并更好地利用变压器的饱和电流。同时，匝数比存在两个重要限制：一是MOSFET漏极电压等于最大输入电源加上输出电压乘以匝数比再加上漏感引起的过冲；二是增加匝数比会增加RMS二极管电流，降低效率，在较低输出电压时这种效率限制更为明显。计算RMS二极管电流的公式如下： [D=frac{left(V{OUT }+V{F}right) cdot N{PS}}{V{IN}+left(V{OUT }+V{F}right) cdot N{PS}}] [I{DIODE(RMS) }=sqrt{frac{left(I{LIM} cdot N_{PS}right)^{2} cdot(1-D)}{3}}]
2. 其他特性：变压器绕组中的电流不应超过其额定饱和电流，因为铁芯饱和后注入的能量不会传递到次级，而是在铁芯中耗散。初级或次级绕组的电阻会降低整体功率效率，但由于LT8306的边界/不连续传导模式操作，输出电压调节与绕组电阻无关。变压器的漏感会导致MOSFET开关关断后在初级出现电压尖峰，应尽量减小漏感。在某些情况下，可能需要使用（RC + DZ）缓冲电路来钳位和抑制漏感电压尖峰。

（二）电流检测电阻选择

外部电流检测电阻用于优化应用的电流限制行为。当电流检测电阻从几欧姆降低到几十毫欧姆时，开关峰值电流从几分之一安培增加到几十安培。使用小电流检测电阻值时，需确保电路正常工作。检测电阻值可根据以下公式计算： [R{SENSE}=frac{95 mV}{I{LIM}}] 此外，还需注意避免在MOSFET栅极引脚电压升高时过早触发SENSE阈值。

（三）其他组件选择

1. MOSFET开关：选择MOSFET开关时，需考虑其 (V{DS}) 额定值、 (R{DS(ON)}) 和 (Q{G}) 等参数。在考虑效率增益和损失时，需要权衡 (R{DS(ON)}) 和 (V_{DS(MAX)}) ，避免因添加缓冲电路而导致能量损耗增加。
2. 输出二极管：输出二极管的反向电压和功率要求是重要的规格参数。选择具有足够余量的二极管可避免使用缓冲电路，同时应选择正向压降最小的二极管以提高效率。
3. 输出电容：选择输出电容时，需在最小化输出电压纹波和控制电容尺寸与成本之间进行权衡。输出电压纹波可根据以下公式计算： [Delta V{OUT }=frac{L{PRI} cdot I{LIM}^{2}}{2 cdot C{OUT} cdot V_{OUT}}]

四、设计示例

以下是一个设计LT8306应用的示例，设计目标为输出12V、负载电流4A，输入范围9V至36V。

1. 选择变压器匝数比：变压器匝数比会影响MOSFET开关的 (V_{DS}) 额定值、输出二极管的反向偏置额定值、输出功率能力和整个转换器的效率。为了优化效率，需最小化RMS二极管电流。通过计算不同匝数比下的各项参数，最终选择2:1的匝数比。
2. 计算检测电阻值：根据所需的电流限制，使用公式 (R{SENSE}=frac{95 mV}{I{LIM}}) 计算检测电阻值。由于计算结果为非标准值，可调整电流限制以使用标准电阻值。
3. 选择变压器：根据最小去磁和开关导通时间要求，计算变压器的初级电感最小值。同时，变压器的饱和电流额定值应满足应用要求。
4. 选择MOSFET开关：根据变压器匝数比和预期的电压尖峰，选择具有适当 (V{DS}) 额定值的MOSFET开关。同时，需考虑 (R{DS(ON)}) 和 (Q_{G}) 对效率的影响。
5. 选择输出二极管：根据计算得到的输出二极管反向电压，选择具有足够反向偏置能力和最小正向压降的二极管。
6. 选择输出电容：使用公式 (Delta V{OUT }=frac{L{PRI} cdot I{LIM}^{2}}{2 cdot C{OUT} cdot V_{OUT}}) 计算输出电容值，以最小化输出电压纹波。
7. 添加缓冲电路：在选择主要组件后，评估MOSFET开关漏极的振铃情况，必要时添加（RC + DZ）缓冲电路。
8. 选择 (R_{FB}) 电阻：使用公式 (R{FB}=frac{N{PS} cdotleft(V{OUT}+V{F}right)}{100 mu A}) 计算 (R_{FB}) 的初始值，并根据实际测量的输出电压进行调整。
9. 选择EN/UVLO电阻：根据所需的迟滞量和欠压锁定（UVLO）阈值，计算R1和R2电阻值。

五、总结

LT8306是一款功能强大的隔离反激控制器，其宽输入电压范围、低静态电流、多种工作模式以及无需光耦和变压器第三绕组进行稳压等特性，使其在隔离电信、汽车、工业和医疗电源等应用中具有广泛的应用前景。在设计应用时，需要仔细考虑各个组件的选择和参数设置，以确保系统的性能和稳定性。希望本文能为电子工程师们在使用LT8306进行电源设计时提供一些参考和帮助。大家在实际应用中遇到过哪些问题呢？不妨一起讨论交流。