深度剖析LTC3644/LTC3644 - 2：高性能四通道降压调节器

一、引言

在电子设备的电源管理领域，对于高效、多通道的降压调节器需求日益增长。LTC3644/LTC3644 - 2作为一款出色的四通道降压调节器，凭借其卓越的性能和丰富的功能，为电子工程师们提供了强大的电源解决方案。本文将深入剖析LTC3644/LTC3644 - 2的特点、工作原理、应用设计等方面，帮助工程师们更好地了解和使用这款产品。

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二、产品概述

2.1 主要特性

• 多通道输出：具备四个降压输出通道，每个通道最大可提供1.25A的输出电流，并且可灵活配置为不同的输出组合，如四通道1.25A输出、三通道2.5A/1.25A/1.25A输出、双通道2.5A输出或双通道3.75A/1.25A输出。
• 宽输入输出电压范围：输入电压范围为2.7V至17V，输出电压可在0.6V至输入电压之间进行调节，能够适应多种不同的电源和负载需求。
• 超低静态电流：在所有通道启用的无负载突发模式下，静态电流 (I_0) 小于10μA，有助于降低功耗，延长电池供电设备的续航时间。
• 高转换效率：集成300mΩ P - 通道/80mΩ N - 通道MOSFET，最高效率可达93%，有效减少能量损耗。
• 频率同步与可调：开关频率内部固定为1MHz或2.25MHz，且具有±50%的频率同步范围，可与外部时钟同步，方便在不同的系统环境中使用。
• 高精度输出电压：输出电压精度可达±1%，能够为负载提供稳定可靠的电源。
• 出色的瞬态响应：采用电流模式控制，在负载变化时能够快速响应，保持输出电压的稳定。
• 全压降操作：支持100%占空比的全压降操作，适用于输入电压接近输出电压的应用场景。
• 相移可编程：通过外部时钟可对通道之间的相移进行编程，减少输入电压和电流的纹波。
• 小型封装：采用5mm × 5mm × 1.72mm的BGA封装，节省电路板空间。

2.2 应用领域

• 电池供电系统：超低静态电流和高转换效率使其非常适合用于电池供电的设备，如便携式电子设备、无线传感器等，能够有效延长电池的使用寿命。
• 负载点电源：为各种负载提供稳定的电源，满足不同负载对电源的要求。
• 便携式手持扫描仪和相机：满足这些设备对电源的高效、稳定和小型化的需求。

三、工作原理

3.1 主控制循环

在正常工作时，每个时钟周期开始时，顶部功率开关（P - 通道MOSFET）导通，电感电流开始上升。当电感电流达到峰值时，顶部功率开关关闭，底部开关（N - 通道MOSFET）导通，直到下一个时钟周期。峰值电流水平由误差放大器的输出ITH电压控制，误差放大器将反馈电压与0.6V的内部参考电压进行比较。当负载电流增加时，反馈电压下降，误差放大器会增加ITH电压，使平均电感电流与新的负载电流匹配。通过将RUN引脚拉低，可以关闭主控制循环。

3.2 低电流操作模式

• 突发模式（Burst Mode）：将MODE/SYNC引脚连接到 (INTV_{CC}) 可选择突发模式。在该模式下，即使误差放大器的输出要求较低，电感峰值电流也至少设置为550mA。当输出负载较轻时，反馈电压上升，ITH电压下降。当ITH电压低于0.2V时，开关进入睡眠模式，两个功率开关都关闭。直到外部负载将输出电压拉低到调节点以下，开关才会重新启动。当所有通道都处于睡眠模式时，芯片从 (SVIN) 吸取的静态电流超低，仅为10μA。
• 脉冲跳跃模式（Pulse - Skipping Mode）：将MODE/SYNC引脚接地可选择脉冲跳跃模式。该模式与突发模式类似，但电感峰值电流至少设置为90mA。与突发模式相比，脉冲跳跃模式的输出纹波更低，但效率略低。

3.3 强制连续模式

将MODE/SYNC引脚的电压设置在1V和 (V_{INTVCC}) - 1.2V之间，芯片可工作在强制连续模式。在该模式下，无论输出负载电流如何，开关都会逐周期切换。为了确保芯片在零输出负载时能够连续工作，最小峰值电流设置为 - 250mA。

3.4 高占空比/压降操作

当输入电源电压接近输出电压时，占空比增加，需要进行斜率补偿以保持固定的开关频率。LTC3644内部电路能够在高占空比下准确保持2.2A的峰值电流限制。当占空比接近100%时，芯片进入压降操作，顶部PMOS开关持续导通，所有有源电路保持工作。

3.5 输入过压保护

为了保护内部功率MOSFET免受瞬态电压尖峰的影响，LTC3644持续监测 (V{INX}) 引脚的过压情况。当 (V{INX}) 超过19V时，相应的调节器会关闭两个功率MOSFET，暂停工作。当 (V_{INX}) 下降到18.6V以下时，调节器立即恢复正常工作，并执行软启动功能。

3.6 低电源操作

为确保调节器正常工作，LTC3644内置了欠压锁定电路。当 (SVIN) 下降到2.25V以下时，所有通道将关闭。当 (SVIN) 上升到该下限以上，且相应的RUN引脚启用时，所有开关将恢复正常工作。但由于缺乏栅极驱动，每个通道的顶部和底部开关的 (R_{DS(ON)}) 会比电气特性中规定的值略高。

3.7 相位选择

LTC3644的通道1、2和通道3、4可以同相或反相（相差180°）工作，具体取决于PHASE引脚的电平。反相操作通常可以降低输入电压和电流的纹波。通过仔细选择相移，可以避免开关节点SWx与连接到FBx的组件或敏感线路之间的串扰，防止出现不稳定的开关波形和意外的大输入输出电压纹波。在某些情况下，还可以通过调制MODE/SYNC引脚上外部时钟的占空比来设置优化的相移。

3.8 软启动

LTC3644每个通道都有一个内部1.1ms的软启动斜坡。在软启动期间，无论MODE/SYNC引脚设置的模式如何，开关都以脉冲跳跃模式工作。软启动完成后，芯片将转换到所需的工作模式。

四、应用设计要点

4.1 输出电压编程

输出电压通过外部电阻分压器进行设置，公式为 (V_{OUT}=0.6Vcdot(1 + frac{R2}{R1})) 。电阻分压器使FB引脚能够感应输出电压的一部分，从而实现输出电压的调节。

4.2 输入电容选择

LTC3644的每个降压开关调节器都有独立的输入电源引脚，以及一个为所有顶层控制和逻辑供电的 (SVIN) 引脚。这些引脚必须使用低ESR电容接地进行去耦，电容应尽可能靠近引脚放置。陶瓷介质电容是一个不错的选择，但要注意其电容值在高直流偏置下会下降，应避免使用Y5V介质电容，X5R/X7R介质电容具有较好的综合性能。

4.3 输出电容选择

输出电容有两个主要功能：一是与电感一起过滤LTC3644产生的方波，产生直流输出，因此在开关频率下具有低阻抗很重要；二是存储能量以满足瞬态负载需求，稳定控制环路。陶瓷电容具有极低的等效串联电阻（ESR），能提供最佳的纹波性能。对于LTC3644/LTC3644 - 2，当 (V{out}) 低于2V时，建议使用至少47μF的 (C{OUT}) 以确保环路稳定性。同时，选择电容时要根据相关的电压偏置和温度条件计算其有效电容，可能需要使用物理尺寸更大或电压额定值更高的电容。此外，陶瓷电容在突发模式下可能会因压电特性产生可听噪声，若不能接受，可使用高性能钽电容或电解电容，也有低噪声陶瓷电容可供选择。

4.4 输出功率良好指示

当LTC3644的输出电压在调节点的±7.5%范围内时，输出电压正常，PGOOD引脚通过外部电阻拉高。否则，内部开漏下拉器件（275Ω）会将PGOOD引脚拉低。为防止在瞬态或动态 (V_{OUT}) 变化时出现不必要的PGOOD误触发，LTC3644的PGOOD下降沿有大约32个开关周期的消隐延迟。

4.5 频率同步能力

LTC3644能够与内部编程频率的±50%范围进行同步。一旦进入同步状态，芯片将立即以外部时钟频率在强制连续模式下运行。

4.6 电感选择

根据所需的输入和输出电压、电感值和工作频率，可以计算出纹波电流： (Delta I{L}=frac{V{OUT}}{fcdot L}(1 - frac{V{OUT}}{V{IN(MAX)}})) 。较低的纹波电流可以减少电感中的功率损耗、输出电容中的ESR损耗和输出电压纹波。在低频和小纹波电流下可获得最高效率，但这需要较大的电感。因此，在选择电感时需要在元件尺寸、效率和工作频率之间进行权衡。一般来说，选择纹波电流约为 (I{OUT(MAX)}) 的40%作为起始点是比较合理的。为确保纹波电流不超过指定的最大值，电感值应根据公式 (L=frac{V{OUT}}{fcdotDelta l{L(MAX)}}(1 - frac{V{OUT}}{V_{IN(MAX)}})) 进行选择。在确定电感值后，还需要选择合适的电感类型。铁氧体设计在高开关频率下具有很低的磁芯损耗，是首选，但要注意防止磁芯饱和。不同的磁芯材料和形状会影响电感的尺寸、电流和价格关系，选择时主要取决于价格与尺寸要求以及辐射场/EMI要求。

4.7 效率考虑

开关调节器的效率等于输出功率除以输入功率再乘以100%。分析单个损耗有助于确定限制效率的因素，并找出最有效的改进方法。LTC3644电路中的主要损耗来源包括 (I^2R) 损耗、开关和偏置损耗以及其他损耗。

• (I^2R) 损耗：由内部开关的直流电阻 (R{SW}) 和外部电感的电阻 (R{L}) 产生。在连续模式下，平均输出电流流经电感L，但在内部顶部和底部功率MOSFET之间“斩波”。因此，SW引脚的串联电阻是顶部和底部MOSFET (R{DS(ON)}) 和占空比（DC）的函数，计算公式为 (R{SW}=(R{DS(ON)TOP})(DC)+(R{DS(ON)BOT})(1 - DC)) 。通过 (I{OUT}^2(R{SW}+R_{L})) 可计算出 (I^2R) 损耗。
• 开关损耗：开关电流是MOSFET驱动电流和控制电流的总和。功率MOSFET驱动电流是由于切换功率MOSFET的栅极电容产生的。在连续模式下， (I{GATECHG}=f{OSC}(Q{T}+Q{B})) ，其中 (Q{T}) 和 (Q{B}) 分别是内部顶部和底部功率MOSFET的栅极电荷， (f{osc}) 是开关频率。开关损耗为 (I{GATECHG}cdot V{IN}) 。栅极电荷损耗与 (V{IN}) 和 (f_{osc}) 成正比，因此在较高的电源电压和频率下，其影响会更加明显。
• 其他损耗：包括过渡损耗、铜迹线和内部负载电阻等“隐藏”损耗，以及二极管导通损耗和电感磁芯损耗等。这些损耗通常占总额外损耗的不到2%。

4.8 热条件

在大多数应用中，由于LTC3644的高效率，其散热较少。但在高温环境、高 (V{IN}) 、高开关频率和最大输出电流负载的应用中，散热可能会超过芯片的最大结温。当结温达到约160°C时，所有功率开关将关闭，直到温度下降约15°C。为避免芯片超过最大结温，需要进行热分析。温度上升可通过公式 (T{RISE}=P{D}cdottheta{JA}) 计算。在设计时，如果应用要求更高的环境温度和/或更高的开关频率，应采取措施降低芯片的温度上升，如使用散热片或增加气流。

4.9 电路板布局考虑

在进行印刷电路板布局时，应遵循以下要点：

1. 输入电容 (C{IN}) 应尽可能靠近 (V{IN}) 和GND连接， (C{VCC}) 应尽可能靠近 (INTV{CC}) 连接，这些电容为内部功率MOSFET及其驱动器提供交流电流。
2. 输出电容 (C{OUT}) 和电感L应紧密连接， (C{OUT}) 的负极板将电流返回GND和 (C_{IN}) 的负极板。
3. 电阻分压器R1和R2应连接在 (C{OUT}) 的正极板和靠近GND的接地线之间。反馈信号 (V{FB}) 应远离噪声组件和走线，如SW线，并且其走线长度应尽量缩短。R1和R2应靠近IC放置。
4. 敏感组件应远离SW引脚，输入电容 (C{IN}) 、反馈电阻和 (INTV{CC}) 旁路电容应远离SW走线和电感。
5. 建议使用接地平面，并在元件侧使用多个过孔连接到地。
6. 在所有层的未使用区域填充铜，以降低功率组件的温度上升，这些铜区域应连接到GND。

五、设计示例

假设在一个应用中，要求 (SV{IN}=V{IN1}=V{IN2}=V{IN3}=V{IN4}=10.8V) 至13.2V， (V{OUT1}=5V) ， (V{OUT2}=3.3V) ， (V{OUT3}=2.5V) ， (V{OUT4}=1.8V) ， (LOAD1(MAX)=I{LOAD2(MAX)}=400mA) ， (I{LOAD3(MAX)}=1A) ， (LOAD4(MAX)=1.25A) ， (I{OUT(MAX)}=1.25A) ， (I{OUT(MIN)}=0) ， (f{SW}=1MHz) 。由于在高低负载电流下效率都很重要，因此选择突发模式操作。为减少公共输入电源上的输入电压和电流纹波，将PHASE引脚连接到 (INTV_{CC}) ，使通道1、2和通道3、4反相工作。

根据内部振荡器频率为1MHz，计算电感值以获得约40%的最大 (V_{IN}) 时的纹波电流：

• (L1 = (frac{5V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{5V}{13.2V}) = 6.21mu H) ，选择标准值 (L1 = 6.8mu H) ，此时最大纹波电流 (Delta I_{L1}=(frac{5V}{1MHzcdot6.8mu H})(1 - frac{5V}{13.2V}) = 0.46A) 。
• (L2 = (frac{3.3V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{3.3V}{13.2V}) = 4.95mu H) ，选择标准值 (L2 = 4.7mu H) ，此时最大纹波电流 (Delta I_{L2}=(frac{3.3V}{1MHzcdot4.7mu H})(1 - frac{3.3V}{13.2V}) = 0.53A) 。
• (L3 = (frac{2.5V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{2.5V}{13.2V}) = 4.05mu H) ，选择标准值 (L3 = 3.3mu H) ，此时最大纹波电流 (Delta I_{L3}=(frac{2.5V}{1MHzcdot3.3mu H})(1 - frac{2.5V}{13.2V}) = 0.61A) 。
• (L4 = (frac{1.8V}{1MHzcdot0.5A})(1 - frac{1.