深入剖析ADP1851：高性能同步降压DC - DC控制器的设计与应用

在电子设计领域，电源管理是至关重要的一环。今天我们要深入探讨的ADP1851，是一款由ADI公司推出的宽范围输入、同步降压DC - DC控制器，它在众多应用场景中展现出了卓越的性能。

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1. 产品概述

ADP1851具备诸多令人瞩目的特性。其输入电压范围为2.75 V至20 V，输出电压范围是0.6 V至90% VIN，最大输出电流超过25 A。采用电流模式架构，还可配置为电压模式，在温度范围内输出电压精度可达±1%，支持电压跟踪功能。此外，它的可编程频率范围为200 kHz至1.5 MHz，具备同步输入、轻载节能模式、精确使能输入、带内部上拉电阻的电源良好指示、可调节软启动、可编程电流检测增益、集成自举二极管等特点，能启动预充电负载，还具有外部可调斜率补偿功能，适用于任何输出电容，并且提供过压、过流限制保护和热过载保护。封装形式为16引脚、4 mm × 4 mm的LFCSP，同时得到ADIsimPower设计工具的支持。

2. 应用领域

ADP1851适用于需要排序和跟踪的中间总线和负载点（POL）系统，广泛应用于电信基站和网络、工业与仪器仪表、医疗保健等领域。这些领域对电源的稳定性、效率和精度都有较高要求，ADP1851凭借其出色的性能能够很好地满足这些需求。

3. 工作原理

3.1 控制架构

ADP1851基于固定频率、模拟峰值电流模式的PWM控制架构。电感电流通过测量外部低端MOSFET的RDSON或串联在低端MOSFET源极与电源地之间的检测电阻上的电压降来进行检测。在开关周期的关断期间检测电流，并通过内部电流检测放大器进行处理。电流检测放大器的增益在控制器上电初始化且设备开始开关之前可编程为3 V/V、6 V/V或12 V/V。模拟电流斜坡在IC内部生成，可通过RAMP引脚进行编程。控制逻辑确保了内部驱动器和外部MOSFET的防直通操作，从而限制了交叉传导。

3.2 振荡器频率

内部振荡器频率范围为200 kHz至1.5 MHz，由FREQ引脚的外部电阻RFREQ设置。常见的fosc值可参考相关表格，对于未列出的频率，可通过经验公式[R{FREQ}(kΩ)=96,568 × f{OSC}(kHz)^{-1.065}]计算RFREQ的值。

3.3 同步功能

ADP1851的开关频率可通过连接到SYNC引脚的外部时钟信号进行同步。内部振荡器频率需设置为接近外部时钟频率，外部时钟频率可在内部时钟设置的0.85×至1.3×之间变化。同步后，ADP1851工作在PWM模式。若外部SYNC信号消失，它将恢复到内部振荡器。使用SYNC功能时，建议从SYNC到VCCO连接上拉电阻，以确保在SYNC信号丢失时继续以PWM模式运行。

3.4 PWM和脉冲跳过模式

SYNC引脚是多功能引脚，连接到VCCO或高电平时启用PWM模式，连接到地或浮空时启用脉冲跳过模式。在轻载时，脉冲跳过模式可降低开关频率，提高效率，但输出纹波会比固定频率的强制PWM模式大。当输出负载大于脉冲跳过阈值电流时，ADP1851退出脉冲跳过模式，进入固定频率的不连续导通模式（DCM），负载进一步增加时进入连续导通模式（CCM）。

3.5 同步整流和死区时间

ADP1851的防直通电路监测DH到SW和DL到PGND的电压，调整高低端驱动器，确保先断后通的开关操作，避免高低端MOSFET之间的交叉传导。死区时间不是固定的，取决于MOSFET的开关速度。在典型应用中，使用输入电容约为3 nF的中等尺寸MOSFET时，典型死区时间约为25 ns。

3.6 输入欠压锁定

当VIN引脚的偏置输入电压低于典型的欠压锁定（UVLO）阈值2.65 V时，开关驱动器保持不活动状态。若EN为高电平，且VIN引脚电压超过UVLO阈值，控制器开始开关。

3.7 内部线性稳压器

内部线性稳压器是低压差（LDO）VCCO，为内部控制电路和栅极驱动器供电。它保证有超过200 mA的输出电流能力，足以满足典型逻辑阈值MOSFET在高达1.5 MHz驱动时的栅极驱动器要求。VCCO始终处于活动状态，不能通过EN信号关闭，但过热保护事件会使LDO和控制器一起禁用。建议用1 µF或更大的电容将VCCO旁路到AGND。

3.8 过压保护

ADP1851在FB节点有内置的过压检测电路。当FB电压VFB超过过压阈值时，高端N沟道MOSFET关断，低端NMOSFET导通，直到VFB降至欠压阈值以下。若过压条件未消除，控制器将反馈电压维持在过压和欠压阈值之间，输出调节在典型的±8%的调节电压范围内。过压事件发生时，SS/TRK节点通过内部3 kΩ下拉电阻放电。当FB电压降至欠压阈值以下时，软启动序列重新开始。

3.9 电源良好指示

PGOOD引脚是开漏NMOSFET，内部有一个12.5 kΩ的上拉电阻连接到VCCO。正常运行时PGOOD内部上拉到VCCO，触发时为低电平有效。当反馈电压VFB超过过压阈值或低于欠压阈值时，PGOOD输出在延迟12 µs后被拉至地。过压或欠压条件必须至少存在10 µs，PGOOD才会变为有效。若检测到热过载条件，PGOOD输出也会变为有效。

3.10 短路和电流限制保护

当输出短路或输出电流连续八个周期超过由电流限制设置电阻（ILIM和SW之间）设置的电流限制时，ADP1851关闭高低端驱动器，并每10 ms重新启动软启动序列，即打嗝模式。过流或短路事件发生时，SS节点通过内部3 kΩ电阻放电至零。

3.11 使能/禁用控制

EN引脚用于启用或禁用ADP1851控制器，典型的精确使能阈值为0.63 V。当EN电压高于阈值电压时，控制器启用并在内部振荡器、参考、设置和软启动周期初始化后开始正常运行。当EN电压降至阈值电压以下约30 mV（滞后）时，ADP1851中的驱动器和内部控制器电路关闭。初始设置仍然有效，因此重新启用控制器不会改变设置，除非VIN引脚的电源循环。此外，EN信号不会关闭VCCO处的LDO稳压器，当VIN高于UVLO阈值时，LDO始终处于活动状态。

3.12 热过载保护

ADP1851有内部温度传感器，当芯片结温达到约155°C时，进入热关断状态，转换器关闭，SS/TRK引脚通过内部3 kΩ电阻放电至零，同时VCCO放电至零。当结温降至135°C以下时，经过软启动序列后恢复正常运行。

4. 设计要点

4.1 输出电压设置

使用从输出到FB的电阻分压器设置输出电压。对于RBOT，使用1 kΩ至20 kΩ的电阻。通过公式[R{TOP}=R{BOT}left(frac{V{OUT}-V{FB}}{V_{FB}}right)]选择RTOP来设置输出电压，其中VFB为反馈调节阈值，为0.6 V。

4.2 软启动

软启动周期由SS和AGND之间的外部电容设置。软启动功能限制输入浪涌电流并防止输出过冲。当EN启用时，6.5 μA的电流源开始对电容充电，当SS电压达到0.6 V时达到调节电压。软启动时间近似为[t{SS}=frac{0.6 V}{6.5 μA}C{SS}]。当控制器禁用时，软启动电容通过内部3 kΩ下拉电阻放电。

4.3 电流限制设置

电流限制比较器通过测量低端MOSFET两端的电压来确定负载电流。电流限制由ILIM和SW之间的外部电流限制电阻RILIM设置。电流检测引脚ILIM向该外部电阻提供标称50 μA的电流，产生RILIM乘以50 μA的偏移电压。当电流检测元件RCS（低端MOSFET的RDSON）上的压降等于或大于该偏移电压时，ADP1851标记电流限制事件。计算公式为[R{ILIM}=frac{1.06 × I{LPK} × R_{CS}}{50 μA}]，其中ILPK为峰值电感电流。

4.4 准确的电流限制检测

由于MOSFET的RDSON在温度范围内可能变化超过50%，可通过在低端MOSFET源极到PGND添加电流检测电阻来实现准确的电流限制检测。要确保电流检测电阻的功率额定值适合应用。

4.5 输入电容选择

在高端开关MOSFET的漏极附近使用两个并联电容（一个具有足够高电流额定值的大容量电容和一个10 μF的陶瓷去耦电容）。根据纹波电流额定值选择输入大容量电容，特定负载所需的最小输入电容计算公式为[C{IN,MIN}=frac{I{O} × D(1 - D)}{(V{PP}-I{O} × D × R{ESR})f{SW}}]，其中IO为输出电流，D为占空比，VPP为所需的输入纹波电压，RESR为电容的等效串联电阻。

4.6 VIN引脚滤波器

建议在VIN引脚连接低通滤波器。通过在VIN串联2 Ω至10 Ω的电阻，并在VIN和AGND之间连接1 µF的陶瓷电容，可有效过滤开关稳压器产生的任何不需要的干扰。但要注意，驱动大MOSFET时输入电流可能大于100 mA，100 mA电流通过10 Ω电阻会产生1 V压降，与VCCO的压降相同，此时应选择较低的电阻值。

4.7 升压电容选择

在SW和BST引脚之间连接升压电容，为高端驱动器在开关期间提供电流。选择值在0.1 µF至0.22 µF之间的陶瓷电容。

4.8 电感选择

对于大多数应用，选择电感值使电感纹波电流为最大直流输出负载电流的20%至40%。电感值计算公式为[L=frac{V{IN}-V{OUT}}{f{SW} × Delta I{L}} × frac{V{OUT}}{V{IN}}]，其中L为电感值，VIN为输入电压，VOUT为输出电压，fSW为开关频率，ΔIL为电感纹波电流的峰峰值。同时要检查电感数据手册，确保电感的饱和电流远高于特定设计的峰值电感电流。

4.9 输出电容选择

为获得最大允许的输出开关纹波，选择的输出电容应大于[C{OUT}congfrac{Delta I{L}}{8 f{SW}} × frac{1}{sqrt{Delta V{OUT}^{2}-Delta I{L}^{2} × (R{ESR}^{2}-(4 f{SW} × L{ESL})^{2})}}]，其中ΔIL为电感纹波电流，ΔVOUT为目标最大输出纹波电压，RESR为输出电容的等效串联电阻，LESL为输出电容的等效串联电感。通常电容阻抗主要由ESR决定，最大ESR额定值可从制造商的数据手册中获取，输出纹波可近似为[Delta V{OUT}congDelta I{L} × R{ESR}]。在输出电容的ESR和ESL在开关频率下阻抗较小的情况下，如输出电容为一组并联的MLCC电容，电容性阻抗占主导，输出电容应大于[C{OUT}congfrac{Delta I{L}}{8 Delta V{OUT} × f{SW}}]。同时要确保输出电容的纹波电流额定值大于最大电感纹波电流。为满足负载释放时输出电压过冲的要求，输出电容应大于[C{OUT}congfrac{Delta I{STEP}^{2}L}{(V{OUT}+Delta V{OVERSHOOT})^{2}-V{OUT}^{2}}]，其中ΔVOVERSHOOT为最大允许过冲。选择由上述两个公式得出的较大输出电容值。

4.10 MOSFET选择

MOSFET的选择直接影响DC - DC转换器的性能。低导通电阻的MOSFET可降低I²R损耗，低栅极电荷可降低过渡损耗。MOSFET应具有低热阻，以确保MOSFET中耗散的功率不会导致过高的MOSFET管芯温度。高端MOSFET在导通时间内承载负载电流，通常承担转换器的大部分过渡损耗。选择高端MOSFET时要平衡导通损耗和过渡损耗。导通损耗计算公式为[P{C}=(I{LOAD(RMS)})^{2} × R{DSON}]，栅极充电损耗近似为[P{G}cong V{PV} × Q{G} × f{sw}]，高端MOSFET过渡损耗近似为[P{T}congfrac{V{IN} × I{LOAD} × (t{R}+t{F}) × f{SW}}{2}]。低端MOSFET在高端MOSFET关断时承载电感电流，其过渡损耗较小可忽略不计。对于高输入电压和低输出电压的情况，低端MOSFET大部分时间承载电流，因此优化其导通电阻至关重要。若功率损耗超过MOSFET额定值或需要更低的电阻，可将多个低端MOSFET并联。低端MOSFET导通功率损耗计算公式为[P{CLS}=(I{LOAD(RMS)})^{2} × R{DSON}]，体二极管的功率损耗为[P{BODYDIODE}=V{F} × t{D} × f{SW} × I{O}]，低端MOSFET的总功率损耗为[P{LS}=P{CLS}+P{BODYDIODE}]。要注意MOSFET的导通电阻随温度升高而增加，典型温度系数为0.4%/°C，MOSFET结温相对于环境温度的升高为[T{I}=T{A}+theta{JA} × P{D}]，其中TA为环境温度，θJA为MOSFET封装的热阻，PD为MOSFET中耗散的总功率。

4.11 环路补偿

4.11.1 电压模式

将控制器设置为电压模式操作，需在DL和PGND之间放置100 kΩ电阻。选择电压模式下最大可能的斜坡幅度（低于1.5 V），斜坡电压通过连接在VIN和RAMP引脚之间的电阻编程，计算公式为[R{RAMP}=frac{V{IN}-0.2 V}{100 pF × f{SW} × V{RAMP}}]，同时要确保[10 μAleqfrac{V{IN}-0.2 V}{R{RAMP}}leq160 μA]。对于输出电容ESR零点频率大于交叉频率一半的情况，使用III型补偿。计算输出LC滤波器谐振频率[f{LC}=frac{1}{2 pi sqrt{LC}}]，选择交叉频率为开关频率的1/10，即[f{CO}=frac{f_{SW}}{10}]，设置极点和零点，计算补偿电阻RZ和电容CI等参数。若需要精确补偿，可使用ADIsimPower设计工具。

4.11.2 电流模式

在电流模式下，使用II型补偿补偿ADP1851的误差电压环路。设置斜率补偿时，通过在RAMP引脚和输入电压VIN之间连接电阻RRAMP实现，计算公式为[R{RAMP}=frac{7 × 10^{6} × L}{A{CS} × R{CS}}]，其中L为电感值（单位为µH），RCS为SW和PGND之间电流检测元件的电阻，ACS为电流检测放大器增益（3 V/V、6 V/V或12 V/V）。电压斜坡幅度[V{RAMP}=frac{V{IN}-0.2 V}{100 pF × f{sW} × R{RAMP}}]，要确保[10 μAleqfrac{V{IN}-0.2 V}{R_{RAMP}}leq160 μA]。设置电流检测增益时，要使内部最小放大电压VCSMIN高于0.4 V，最大放大电压VCSMAX为2.1 V，确保最大VCOMP（VCOMPMAX）不超过2.2 V。对于II型补偿，使用相应电路，计算补偿电阻RZ和电容CI等参数。若需要高精度补偿解决方案，可使用ADIsimPower设计工具。

4.12 开关噪声和过冲降低

为减少电压振铃和噪声，建议在高电流应用中在SW和PGND之间添加RC缓冲器。通常RSNU为2 Ω至4 Ω，CSNUB为1.2 nF至3 nF。RC缓冲器组件的尺寸必须正确选择以处理功率耗散，RSNUB的功率耗散为[P{SNUB}=V{IN}^{2} × C{SNUB} × f{SW}]。在BST引脚添加电阻RMSE（一般为2 Ω至4 Ω）有助于减少过冲，在栅极驱动器串联电阻（一般为2 Ω至4 Ω）也有助于减少过冲。若添加了