ADP2300/ADP2301非同步降压调节器：高效稳定的电源解决方案

在电子设计领域，电源管理始终是一个关键环节。今天要给大家介绍的是Analog Devices公司的ADP2300/ADP2301非同步降压调节器，这是一款适用于多种应用场景的高性能电源芯片。

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一、产品概述

ADP2300/ADP2301是紧凑型、恒频、电流模式的降压型DC - DC调节器，集成了功率MOSFET。输入电压范围为3.0 V至20 V，能够满足广泛的应用需求。它可以将输出电压稳定调节至低至0.8 V，输出精度在整个温度范围内达到±2%，最大负载电流可达1.2 A。

1.1 产品特性

• 宽输入电压范围：3.0 V至20 V的输入电压范围，使其适用于各种电源系统。
• 高输出精度：±2%的输出精度，确保了稳定的输出电压。
• 可选开关频率：ADP2300的开关频率为700 kHz，ADP2301为1.4 MHz，用户可以根据效率和解决方案尺寸的权衡进行选择。
• 高效率：最高效率可达91%，有效降低功耗。
• 多种保护功能：具备过流保护（OCP）、热关断（TSD）和欠压锁定（UVLO）等保护功能，提高了系统的可靠性。
• 自动模式切换：自动PFM/PWM模式切换，在轻负载时降低开关损耗，提高效率。
• 集成度高：集成了高端MOSFET和自举二极管，减少了外部元件数量。

1.2 应用领域

ADP2300/ADP2301适用于多种应用场景，包括数字负载应用的LDO替代、中间电源轨转换、通信和网络、工业和仪器仪表、医疗保健和医疗设备以及消费电子等领域。

二、工作原理

2.1 基本工作模式

ADP2300/ADP2301在中高负载时采用固定频率、峰值电流模式的PWM控制架构，在轻负载时切换到脉冲跳跃模式控制方案，以减少开关功率损耗并提高效率。

2.1.1 PWM模式

在PWM模式下，由内部振荡器设置固定频率。每个振荡器周期开始时，MOSFET开关导通，电感电流增加，当电流检测信号超过峰值电感电流阈值时，MOSFET开关关闭。在MOSFET关断期间，电感电流通过外部二极管下降，直到下一个振荡器时钟脉冲开始新的周期。通过调整峰值电感电流阈值来调节输出电压。

2.1.2 节能模式

当输出负载低于脉冲跳跃电流阈值时，ADP2300/ADP2301平滑过渡到脉冲跳跃模式。当输出电压低于调节范围时，进入PWM模式几个振荡器周期，直到电压恢复到调节范围内。在脉冲之间的空闲时间，MOSFET开关关闭，输出电容提供所有输出电流。

2.2 自举电路

ADP2300/ADP2301集成了自举调节器，需要在BST和SW引脚之间放置一个0.1 µF的陶瓷电容，为高端MOSFET提供栅极驱动电压。BST和SW引脚之间的电压差至少为1.2 V才能开启高端MOSFET，该电压不应超过5.5 V。芯片通过差分感应和调节BST和SW引脚之间的电压，产生典型的5.0 V自举电压。

2.3 精密使能

ADP2300/ADP2301具有精密使能电路，参考电压为1.2 V，滞回为100 mV。当EN引脚电压大于1.2 V时，器件启用；当EN电压低于1.1 V时，芯片禁用。该功能可用于与其他输入/输出电源进行轻松排序，也可以通过电阻分压器用作可编程UVLO输入。

2.4 集成软启动

芯片内部集成了软启动电路，在启动期间以受控方式提升输出电压，限制浪涌电流。ADP2300的软启动时间通常固定为1460 µs，ADP2301为730 µs。

2.5 电流限制和短路保护

ADP2300/ADP2301具有电流限制保护电路，限制通过高端MOSFET开关的正向电流。当输出发生硬短路时，采用频率折返功能防止输出电流失控。当FB引脚电压下降到一定值时，开关频率降低，使电感电流有更多时间下降，同时调节峰值电流，减少平均输出电流。

2.6 欠压锁定和热关断

欠压锁定电路在输入电压低于2.4 V时关闭芯片，当电压再次上升到2.8 V以上时，启动软启动周期，启用器件。热关断电路在芯片结温超过140°C时禁用芯片，结温下降到125°C以下时，启动软启动并恢复工作。

三、设计要点

3.1 输出电压编程

通过从输出电压到FB引脚的电阻分压器来外部设置输出电压，公式为 (V{OUT }=0.800 V timesleft(1+frac{R{FB1}}{R{FB2}}right)) ，其中 (V{OUT }) 是输出电压， (R{FB1}) 是从 (V{OUT }) 到FB的反馈电阻， (R_{FB2}) 是从FB到GND的反馈电阻。

3.2 电压转换限制

由于最小导通时间、最小关断时间和自举压降，输出电压存在上下限限制。下限公式为 (V{OUT(min )}=t{MIN - ON } × f{SW(max )} timesleft(V{IN(max )}+V{D}right)-V{D}) ，上限公式为 (V{OUT (max )}=left(1 - t{MIN - OFF } × f{SW(max )}right) timesleft(V{IN (min )}+V{D}right)-V{D}) 。

3.3 低输入电压考虑

当输入电压在3 V至5 V之间时，内部自举调节器可能无法提供足够的5.0 V自举电压，导致MOSFET (R_{DS(ON)}) 增加，可用负载电流减少。此时可添加一个外部小信号肖特基二极管，连接到5.0 V外部自举偏置电压，但偏置电压应小于5.5 V。

3.4 元件选择

3.4.1 电感

ADP2300建议使用2 μH至22 μH的电感，ADP2301建议使用2 μH至10 μH的电感。电感的峰 - 峰电流纹波计算公式为 (Delta I{RIPPLE }=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{L × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) ，电感值计算公式为 (L=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{0.3 × I{LOAD(max )} × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) ，电感峰值电流计算公式为 (I{PEAK}=I{LOAD(max )}+frac{Delta I_{RIPPLE}}{2}) 。

3.4.2 续流二极管

续流二极管在内部MOSFET关断期间传导电感电流，平均电流计算公式为 (I{DIODE(AVG)}=left(1-frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right) × I{LOAD(max )}) 。建议选择肖特基二极管，以获得最佳效率。

3.4.3 输入电容

输入电容应能够支持最大输入工作电压和最大均方根输入电流，计算公式为 (I{IN(RMS)}=I{LOAD(max )} × sqrt{D times(1 - D)}) ，其中 (D=frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}) 。建议使用X5R或X7R介质的陶瓷电容，电容值为10 µF。

3.4.4 输出电容

输出电容的选择会影响输出电压纹波和调节器的环路动态。计算公式为 (Delta V{RIPPLE }=Delta I{RIPPLE } timesleft(frac{1}{8 × f{sw} × C{OUT }}+ESR{C{OUT}}right)) ，建议使用X5R或X7R介质的陶瓷电容，ADP2301通常需要至少10 µF的输出电容，ADP2300需要至少20 µF的输出电容。

3.5 电路板布局建议

良好的电路板布局对于获得ADP2300/ADP2301的最佳性能至关重要。应将输入电容、电感、续流二极管、输出电容和自举电容靠近IC放置，使用短走线。确保高电流环路走线尽可能短而宽，最大化元件侧的接地金属面积以改善散热，使用接地平面并通过多个过孔连接到元件侧接地，以减少敏感电路节点的噪声干扰。同时，尽量缩短FB走线长度，避免其靠近高电流走线和开关节点。

四、设计示例

以输入电压 (V{IN}=12.0 V ± 10%) ，输出电压 (V{OUT}=3.3 V) ，负载电流 (I{OUT}=1.2 A) ，可编程UVLO电压 (V{IN}) 启动电压约为7.8 V为例，进行元件选择。

4.1 开关频率选择

根据电压转换限制曲线，对于输出电压3.3 V，12 V ± 10%的输入电压在700 kHz和1.4 MHz开关频率下均在转换限制范围内。选择1.4 MHz开关频率可获得最小尺寸的解决方案；若需要更高效率，可选择700 kHz，但PCB占用面积会更大。

4.2 续流二极管选择

使用公式 (I{DIODE(AVG)}=left(1-frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right) × I{LOAD(max )}) 计算正常工作时续流二极管的平均电流， (V{OUT}=3.3 V) ， (V{IN}=12 V) ， (I{LOAD(max )}=1.2 A) ， (V{D}=0.4 V) ，可得 (I_{DIODE(AVG)}=0.85 A) 。在输出短路的最坏情况下，二极管电流会增加到典型的2 A，因此选择B230A，2.0 A/30 V表面贴装肖特基二极管可确保更可靠的运行。

4.3 电感选择

使用公式 (L=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{0.3 × I{LOAD(max )} × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) 计算电感值， (V{OUT}=3.3 V) ， (V{IN}=12 V) ， (I{LOAD(max )}=1.2 A) ， (V{D}=0.4 V) ， (f{SW}=1.4 MHz) ，可得 (L = 5.15 mu H) ，选择最接近的标准值4.7 μH，计算得 (Delta I{RIPPLE}=0.394 A) 。电感峰值电流 (I{PEAK}=I{LOAD(max )}+frac{Delta I_{RIPPLE}}{2}=1.397 A) ，为防止电感饱和，应选择饱和电流至少为2.0 A的电感。

4.4 输出电容选择

根据输出电压纹波要求，使用公式 (Delta V{RIPPLE }=Delta I{RIPPLE } timesleft(frac{1}{8 × f{sw} × C{OUT }}+ESR{C{OUT}}right)) 计算。已知 (Delta I{RIPPLE}=0.394 A) ， (f{SW}=1.4 MHz) ， (Delta V{RIPPLE}=33 mV) ，若陶瓷电容的ESR为3 mΩ，则 (C{OUT}=1.2 mu F) 。但为确保环路稳定性，大多数使用ADP2301（1.4 MHz开关频率）的应用需要至少10 µF的电容，因此选择22 µF，6.3 V的电容。

4.5 电阻分压器选择

对于输出反馈电阻分压器，根据公式 (V{OUT }=0.800 V timesleft(1+frac{R{FB1}}{R{FB2}}right)) ，对于3.3 V输出电压，选择 (R{FB1}=31.6 k Omega) 和 (R{FB2}=10.2 k Omega) 。对于可编程 (V{IN}) 启动电压的电阻分压器，使用公式 (V{STARTUP }=left(frac{1.2 V}{R{EN2}}+1.2 mu Aright) × R{EN1}+1.2 V) ，若 (V{STARTUP}=7.8 V) ，选择 (R{EN2}=10.2 k Omega) ，计算得 (R{EN1}=56 k Omega) 。

五、总结

ADP2300/ADP2301非同步降压调节器以其高性能、高集成度和丰富的保护功能，为电子工程师提供了一个可靠的电源解决方案。在设计过程中，合理选择元件和优化电路板布局是确保系统性能的关键。希望通过本文的介绍，能帮助大家更好地理解和应用ADP2300/ADP2301。大家在实际应用中遇到过哪些问题呢？欢迎在评论区分享交流。