SGM61235：4.5V - 28V输入、3A输出同步降压转换器的深度解析

在电子设计领域，电源管理芯片的性能和稳定性对于整个系统的正常运行至关重要。SGM61235作为一款高性能的同步降压转换器，为工程师们提供了一个可靠的电源解决方案。本文将对SGM61235进行详细的介绍，包括其特性、工作原理、应用信息以及设计要点。

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一、SGM61235概述

SGM61235是一款具有自适应恒定导通时间控制（ACOT）的同步降压转换器，输入电压范围为4.5V至28V，输出电流能力可达3A，工作在伪固定频率。它将功率开关和内部补偿电路集成在一个小型6引脚封装中，支持低等效串联电阻（ESR）输出电容，还包含典型的5ms软启动斜坡，以最小化浪涌电流。此外，该芯片还具备多种保护功能，如逐周期电流限制、打嗝电流保护模式、输出过压保护和热关断等。

1.1 产品特性

• 宽输入电压范围：4.5V至28V的输入电压范围，适用于多种电源环境。
• 灵活的输出电压范围：输出电压范围为0.594V至7V，可满足不同负载的需求。
• 高输出电流能力：集成62mΩ/32mΩ功率MOSFET，可提供3A连续输出电流。
• 低静态电流：典型静态电流为45μA，关断电流为3μA，有助于降低功耗。
• 伪固定700kHz开关频率：在稳定工作时可实现相对恒定的频率，减少电磁干扰。
• 多种工作模式：SGM61235A采用脉冲跳过模式（PSM），在轻载时提高效率；SGM61235B采用连续电流模式（CCM），实现低输出纹波和良好的调节性能。
• 全面的保护功能：包括打嗝电流保护模式、输出过压保护、可调节输入欠压锁定和热关断自动恢复等。

1.2 应用领域

SGM61235适用于多种应用场景，如12V分布式电源总线、工业和消费应用、白色家电、音频设备、机顶盒、数字电视和打印机等。

二、工作原理

2.1 自适应恒定导通时间控制（ACOT）

传统的电压模式控制（VMC）或电流模式控制（CMC）转换器需要一个固定频率的时钟信号来生成锯齿波斜坡，与补偿网络输出进行比较以调整PWM占空比。而ACOT控制则不同，它无需时钟信号，采用滞回模式控制。在每个开关周期开始时，当内部比较器检测到输出电压下降到所需水平以下时，ACOT控制会生成一个相对恒定的导通时间脉冲。反馈（FB）引脚通过电阻分压器感测输出电压，并使用低增益误差放大器将其与内部参考电压（VREF）进行比较。当反馈电压（VFB）低于放大器输出时，导通时间控制逻辑被触发，打开高端开关。ACOT控制可以根据输入和输出电压动态调整导通时间，在稳态运行时实现相对恒定的频率，并在特定频率下最小化电磁干扰。

2.2 使能引脚和UVLO调整

EN引脚可用于开启或关闭设备，也可用于改变UVLO阈值。当EN引脚电压超过其高阈值时，设备被启用；低EN电压则会禁用设备并使其进入关断状态。EN引脚内部由一个小电流源上拉，因此如果EN引脚浮空，设备将被启用。可以使用开漏或集电极开路输出控制EN引脚。内部欠压锁定电路会监测VIN，如果VIN低于UVLO阈值，设备将被禁用。内部UVLO具有320mV的滞回。如果需要更高的阈值，可以使用EN引脚进行调整。

2.3 自举电压（BOOT）

为了给高端开关栅极驱动器供电，需要一个高于VIN的电压。通过在SW和BOOT引脚之间使用0.1μF的自举电容和内部自举二极管，采用自举技术从开关节点提供该电压。该电压在内部进行调节，以驱动高端开关。建议使用X5R或X7R陶瓷电容作为CBOOT，以确保电容在温度和电压变化时保持稳定。

2.4 输出电压编程

输出电压通过连接在Vout和GND之间的电阻分压器设置，该分压器连接到FB引脚。为了获得准确和热稳定的输出电压，建议使用1%或更高质量、低热容差的电阻。可以使用公式 (V{OUT }=V{REF } timesleft[frac{R{FB 1}}{R{FB 2}}+1right]) 计算输出电压。

2.5 内部电压参考和软启动

SGM61235具有内部0.594V参考（VREF），用于将输出编程到所需水平。当转换器启动（或启用）时，内部斜坡电压从接近0V开始上升，在5ms内略微超过0.594V。VREF和该斜坡中的较低值用作误差放大器的参考，因此在启动期间，斜坡为输出提供软启动，防止输出电容和负载上的输出电压快速增加导致的高浪涌电流。

2.6 过流和短路保护

SGM61235支持过载模式。当系统上电时输出电流持续过载，SGM61235输出最大功率并限制低端FET开关的最大谷值电流。设备保持逐周期限制以满足系统的功率需求。直到设备发热并进入热关断状态，SGM61235才会关闭。随着负载持续增加，输出电压下降。如果输出电压降至VREF的50%，并且低端开关的电流连续512个周期高于低端电流限制，则会激活打嗝电流保护模式。在打嗝模式下，调节器关闭并通常保持7ms，然后SGM61235尝试再次启动。如果过流或短路故障仍然存在，打嗝模式将重复，直到故障条件消除。打嗝模式有助于降低功耗，防止设备过热和潜在损坏。

2.7 输出过压保护（OVP）

设备包含过压保护功能，以最小化输出故障恢复或大卸载瞬态后可能出现的输出电压过冲。FB引脚电压与OVP阈值进行比较。如果VFB超过VREF的108%，高端开关将被强制关闭，低端开关将打开，直到触发零交叉电流限制（SGM61235A）或负电流限制（SGM61235B）。当VFB降至VREF的104%以下时，高端开关允许再次打开。

2.8 轻载操作

• SGM61235A的脉冲跳过模式（PSM）：当SGM61235A在轻载下以不连续导通模式（DCM）运行时，它进入脉冲跳过模式（PSM），显著降低内部功耗。此外，工作频率会根据负载开始下降。在非常轻的负载下，当关断时间超过10μs时，设备进入睡眠模式以降低内部功耗。
• SGM61235B的连续电流模式（CCM）：SGM61235B从满载到空载都锁定在连续电流模式。在轻载时允许负电感电流，以保持电感电流连续运行。这是一种权衡，牺牲了轻载效率，以保持开关频率相对固定、降低输出纹波和实现更好的输出调节。为避免低端开关出现致命负电流，该电流限制在 -1A（典型值）。

2.9 热关断

如果结温超过+170℃（典型值），设备将被迫停止开关。当TJ降至恢复阈值以下时，设备将自动恢复。

三、应用信息

3.1 参考设计

图6展示了一个5V/3A应用的参考设计，仅需几个外部组件即可从宽输入电压范围提供恒定输出电压。表1提供了一些合适的输出滤波器（L和Cout）以及CFF和分压器电阻值，以简化组件选择。

3.2 组件选择

• 输入电容选择：SGM61235的输入去耦必须使用高质量的陶瓷电容（X5R或X7R或更好的介电等级）。VIN输入至少需要3μF的有效电容（降额后）。在某些应用中，当SGM61235距离输入源超过5cm时，可能还需要额外的大容量电容。VIN电容的纹波电流额定值必须大于最大输入电流纹波。可以使用公式 (CINRMS =I{OUT } × sqrt{frac{V{OUT }}{V{IN }}} × frac{left(V{IN }-V{OUT }right)}{V{IN }}=I{OUT } × sqrt{D times(1-D)}) 计算输入电流纹波。对于本设计，选择10µF/50V的电容以覆盖所有直流偏置、热和老化降额。建议在VIN和GND引脚旁边放置一个额外的0.1µF陶瓷电容，用于高频滤波。
• 电感选择：通常使用公式 (L=frac{V_{INMAX }-V{OUT }}{I{OUT } × K{IND }} × frac{V{OUT }}{V{INMAX } × f{SW }}) 计算降压转换器的输出电感。电感电流纹波（ΔIL）与最大输出电流（Iout）的比值表示为KIND因子（ΔIL / Iout）。电感纹波电流由输出电容旁路和滤波，电感直流电流传递到输出。电感纹波的选择需要考虑多个因素，例如在最坏情况下，电感的峰值电流（Iout + ΔIL / 2）必须与电感的饱和电流有安全裕量，特别是选择硬饱和磁芯类型的电感（如铁氧体）时。纹波电流也会影响输出电容的选择，COUT的RMS电流额定值必须高于电感RMS纹波。通常选择40%的纹波（KIND = 0.4）。在本示例中，计算得到的电感为4.9μH，因此选择最接近的4.7μH电感。可以使用公式 (Delta I{L}=frac{V{INMAX }-V{OUT }}{L} × frac{V{OUT }}{V{INMAX } × f{SW }}) 、 (L{-RMS }=sqrt{I{OUT }^{2}+frac{Delta l{L}^{2}}{12}}) 和 (L{-} PEAK =I{OUT }+frac{Delta I{L}}{2}) 分别计算纹波、RMS和峰值电感电流。需要注意的是，在启动、负载瞬变或故障条件下，峰值电感电流可能会超过计算值，因此选择电感的饱和电流高于开关电流限制总是更安全的。
• 输出电容选择：输出电容和电感对PWM开关电压的交流部分进行滤波，并在所需的输出直流电压上提供可接受的输出电压纹波。此外，电容存储能量，以在负载瞬变期间帮助维持输出电压调节。输出电压纹波（ΔVout）取决于工作电压、温度（℃）下的输出电容值及其寄生参数（ESR和ESL），可以使用公式 (Delta V{OUT }=Delta I{L} × E S R+frac{V{IN }-V{OUT }}{L} × E S L+frac{Delta L}{8 × f{S W} × C{OUT }}) 计算。输出电容的电压额定值应选择足够的裕量，以确保电容下降（电压和温度降额）不显著。输出电容的类型将决定公式中的哪些项占主导地位。对于陶瓷输出电容，ESR和ESL几乎为零，因此输出电压纹波将由电容项主导。为了降低电压纹波，可以增加电感或总电容。对于电解输出电容，电容值相对较高，与ESR和ESL项相比，公式中的第三项可以忽略。使用高质量的电容、更大的电感或并联电容可以帮助降低使用电解输出电容的设计中的输出纹波。一些商用电解电容的ESR可能相当高，建议使用在数据手册中明确记录ESR或总阻抗的高质量电容。电解电容的ESR在寒冷环境温度下可能会显著增加，增加纹波并可能恶化调节器的稳定性。调节器的瞬态响应也取决于输出电容的数量和类型。一般来说，降低输出电容的ESR将导致更好的瞬态响应。可以通过简单地并联更多电容或使用更高质量的电容来最小化ESR。当发生幅度为ΔIL和变化率为di/dt的快速负载瞬变时，输出电压将跳跃或下降一个瞬态幅度ΔVout，可以使用公式 (Delta V{OUT }=Delta I{L} × E S R+frac{d i}{d t} × E S L) 计算。瞬变之后，电感电流几乎保持恒定，特别是对于较大的电感，瞬态电流由电容承载。输出电压将在短时间内偏离其标称值，具体取决于系统带宽、电感和输出电容。最终，误差放大器和反馈将使输出电压恢复到其标称值。通常，较高的带宽更受欢迎，以获得更短的 settling 时间，但可能更难获得可接受的增益和相位裕量。在本示例中，根据表1，选择2 × 22μF/16V X5R陶瓷电容，ESR为2mΩ，可以满足上述条件。
• 自举电容选择：使用0.1μF高质量陶瓷电容（X5R或X7R），电压额定值为10V或更高作为自举电容（C3）。
• VIN UVLO设置：可以通过在SGM61235的EN引脚上使用外部分压器来编程输入UVLO。在本设计中，R1连接在VIN引脚和EN引脚之间，R2连接在EN引脚和GND之间。UVLO有两个阈值（滞回），一个用于上电（开启开关），当输入电压上升时；另一个用于下电（关闭开关），当电压下降时。在本设计中，当VIN上升到8V以上（UVLO上升阈值）时，开启（开始开关）发生。当调节器工作时，直到输入下降到7V以下（UVLO下降阈值），它才会停止开关（禁用）。可以使用公式 (R{1}=frac{V{U V{-} H} × V{I L}-V{U V{-} L} × V{I H}}{I{H} × V{I H}-I{I L} × V{I L}}) 和 (R{2}=frac{R{1} × V{1 L}}{V{U V{-} L}-V{1 L}+R{1} × I_{1 H}}) 计算电阻。在本示例中，选择最接近的标准电阻值R1 = 240kΩ和R2 = 41.2kΩ。
• 输出电压设置：使用外部电阻分压器（R3和R4），通过公式 (R{4}=R{3} timesleft(frac{V{REF }}{V{OUT }-V_{REF }}right)) 设置输出电压，其中VREF = 0.594V是内部参考。例如，选择R3 = 100kΩ时，5V输出的R4值将计算为13.7kΩ。
• 前馈电容选择：SGM61235包含内部补偿电路，内部斜坡添加到参考电压以模拟输出纹波。对于超低输出电容ESR（陶瓷电容）应用，建议添加一个56pF前馈电容（C6），为输出电压纹波提供低阻抗路径，并确保反馈节点处电压纹波的相移最小，同时保持可接受的瞬态响应。

3.3 布局指南

PCB是任何开关电源的重要组成部分。由于存在大而快速上升/下降的电压，这些电压可能通过杂散电容耦合到其他信号路径，以及大而快速变化的电流，这些电流可能通过寄生磁耦合相互作用，因此转换器的操作可能会受到显著干扰。除非在布局设计中最小化并妥善管理这些干扰，否则会影响转换器的性能。高电流路径中铜迹线的电导不足会导致功率路径中的高电阻损耗和电压误差。以下是设计良好布局的必要指南：

• 用低ESR陶瓷电容（X5R或X7R更好的介电）尽可能靠近VIN引脚旁路VIN引脚到GND引脚。
• 对于高电流连接（IN、SW和GND），使用短、宽且直接的迹线。
• 保持BOOT - SW电压路径尽可能短。
• 将反馈电阻尽可能靠近对噪声敏感的FB引脚放置。
• 最小化VIN引脚、旁路电容连接和SW引脚形成的环路面积和路径长度。

四、总结

SGM61235是一款功能强大、性能稳定的同步降压转换器，具有宽输入电压范围、高输出电流能力、多种保护功能和灵活的工作模式。通过合理选择外部组件和优化PCB布局，可以充分发挥其性能优势，满足各种应用的需求。在实际设计中，工程师们需要根据具体的应用场景和要求，仔细考虑每个组件的选择和参数设置，以确保系统的可靠性和稳定性。你在使用SGM61235的过程中遇到过哪些问题呢？或者你对其设计有什么独特的见解吗？欢迎在评论区分享你的经验和想法。