LTC3874：高性能多相降压同步从控制器的深度解析

在电子工程领域，对于高电流、多相应用的电源解决方案需求日益增长。LTC3874作为一款出色的多相降压同步从控制器，为工程师们提供了强大而灵活的选择。本文将深入剖析LTC3874的特性、工作原理、应用要点以及设计实例，帮助工程师们更好地理解和应用这款芯片。

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一、LTC3874概述

LTC3874是一款双多相电流模式同步降压从控制器，与配套的主控制器配合使用时，可扩展相数，实现高电流、多相应用。它采用独特架构，增强了电流感测信号的信噪比，允许使用亚毫欧直流电阻（DCR）功率电感器，从而在提高效率的同时减少开关抖动。其峰值电流模式架构确保即使在动态负载下也能实现精确的相到相电流共享。

1.1 主要特点

• 相扩展功能：适用于高相数电压轨，最多支持12相操作。
• 精确的相到相电流共享：确保各相电流均匀分配，提高系统稳定性。
• 亚毫欧DCR电流感测：可使用极低DCR值的电感器，提升效率。
• 锁相固定频率：频率范围为250kHz至1MHz，可与外部时钟同步。
• 对主IC故障的即时响应：增强系统的可靠性。
• 宽输入输出电压范围：输入电压范围为4.5V至38V，输出电压根据不同配置可达3.5V或5.5V。
• 专有电流模式控制环路：提供稳定的控制性能。
• 可编程CCM/DCM操作：可根据负载情况选择合适的工作模式。
• 可编程相移控制：灵活调整各相之间的相位关系。
• 双N沟道MOSFET栅极驱动器：提供足够的驱动能力。
• 28引脚QFN封装：尺寸小巧，便于布局。

1.2 应用领域

• 高电流分布式电源系统：满足高功率设备的供电需求。
• 电信、数据通信和存储系统：为这些对电源稳定性要求较高的系统提供可靠支持。
• 智能节能电源调节：有助于提高能源利用效率。

二、工作原理

2.1 主控制环路

LTC3874是一款恒频、LTC专有电流模式降压从控制器，与主控制器并行工作。在正常运行时，每个顶部MOSFET在该通道的时钟设置RS锁存器时开启，当主电流比较器ICMP重置RS锁存器时关闭。ICMP重置RS锁存器时的峰值电感电流由ITH引脚的电压控制，该电压是主控制器的输出。当负载电流增加时，主控制器提高ITH电压，从而使相应从通道的峰值电流增加，直到平均电感电流与新的负载电流匹配。在顶部MOSFET关闭后，底部MOSFET在连续导通模式（CCM）下开启，直到下一个周期开始；在不连续导通模式（DCM）下，直到电感电流开始反向。需要注意的是，LTC3874从控制器不调节输出电压，而是调节每个通道的电流，以与主控制器实现电流共享，输出电压调节通过主控制器的电压反馈控制环路实现。

2.2 亚毫欧DCR电流感测

LTC3874采用独特架构，增强了电流感测信号的信噪比，使其能够使用亚毫欧值电感器的DCR进行小感测信号操作，从而提高功率效率并减少开关噪声引起的抖动。将LOWDCR引脚浮空或拉高可启用亚毫欧DCR电流感测，通过精心的PCB布局，LTC3874能够感测低至0.2mΩ的DCR值。专有信号处理电路可将信噪比提高14dB。与传统电流模式架构一样，电流限制阈值仍然是电感峰值电流和DCR值的函数，可通过ILIM和ITH引脚精确设置。

2.3 INTVCC/EXTVCC电源

顶部和底部MOSFET驱动器以及大多数其他内部电路的电源来自INTVCC引脚。当EXTVCC引脚悬空或连接到低于4.7V的电压时，内部5.5V线性稳压器从VIN提供INTVCC电源。如果EXTVCC电压高于4.7V且VIN高于7V，则5.5V稳压器关闭，内部开关开启，将EXTVCC连接到INTVCC。EXTVCC可以在VIN之前施加，使用EXTVCC允许从外部源获取INTVCC电源。每个顶部MOSFET驱动器由浮动自举电容器CB偏置，该电容器通常在顶部MOSFET关闭时通过外部二极管在每个关断周期内充电。如果输入电压VIN降至接近Vout的电压，环路可能进入降压模式，并尝试连续开启顶部MOSFET。降压检测器会检测到这种情况，并每三个周期强制顶部MOSFET关闭约十二分之一的时钟周期加100ns，以允许CB充电。

2.4 启动和关断

LTC3874的两个通道可以使用RUN0和RUN1引脚独立关断。将这些引脚中的任何一个拉低至1.4V以下会关闭该通道的主控制电路。在关断期间，TG和BG引脚被拉低，以关闭外部功率MOSFET。将这些引脚中的任何一个拉高至2V以上可启用控制器。RUN0/1引脚在INTVCC电压通过欠压锁定阈值3.8V之前会被主动拉低。对于多相操作，RUN0/1引脚必须连接在一起，并由主控制器的RUN引脚驱动。由于LTC3874中的大型RC滤波器在初始化期间需要稳定，因此RUN引脚只能在VIN准备好4ms后拉高。这些引脚的电压不得超过绝对最大额定值6V。每个通道的输出电压VOUT的启动由主控制器控制。释放RUN引脚后，主控制器根据编程的延迟时间和上升时间驱动输出。从控制器LTC3874在启动期间跟随主控制器设置的ITH电压，向输出提供相同的电流。

2.5 轻载电流操作

LTC3874可以在不连续导通模式或强制连续导通模式下运行。要选择强制连续模式，将MODE引脚连接到高于2V的直流电压（例如INTVCC）；要选择不连续导通模式，将MODE引脚连接到低于1.4V的直流电压（例如GND）。在强制连续模式下，轻载或大瞬态条件下允许电感电流反向，峰值电感电流由ITH引脚的电压决定。在这种模式下，轻载效率低于不连续模式，但连续模式具有输出纹波低和对音频电路干扰小的优点。当MODE引脚连接到GND时，LTC3874在轻载时以不连续模式运行。在非常轻的负载下，电流比较器ICMP可能会在几个周期内保持触发状态，并迫使外部顶部MOSFET在相同数量的周期内保持关闭（即跳过脉冲）。这种模式提供了比强制连续模式更高的轻载效率，并且不允许电感电流反向。MODE引脚内部连接有一个500k下拉电阻，如果MODE0/1引脚悬空，两个通道默认处于不连续导通模式。

2.6 多芯片操作

PHASMD引脚确定内部通道之间以及SYNC引脚外部时钟信号之间的相对相位，具体关系如下表所示：	PHASMD	CHANNEL 0 PHASE	CHANNEL 1 PHASE
GND	180°	0°
1/3 INTVcc	60°	300°
2/3 INTVcc or Float	120°	240°
INTVCC	90°	270°

SYNC引脚用于同步主从控制器之间的开关频率。由于从输入电容器汲取的峰值电流有效地被使用的相数除，并且功率损耗与RMS电流的平方成正比，因此输入电容ESR要求和效率损失大幅降低。两级单输出电压实现可以将输入路径功率损耗降低75%，并显著降低输入电容器的所需RMS电流额定值。

2.7 频率选择和锁相环

开关频率的选择是效率和组件尺寸之间的权衡。低频操作通过减少MOSFET开关损耗来提高效率，但需要更大的电感和/或电容来保持低输出纹波电压。LTC3874控制器的开关频率可以使用FREQ引脚选择。如果SYNC引脚没有由外部时钟源驱动，FREQ引脚可用于将控制器的工作频率编程为250kHz至1MHz。FREQ引脚有一个精确的10µA电流流出，因此用户可以使用一个接地电阻来编程控制器的开关频率。应用部分提供了一个曲线，显示了FREQ引脚电压与开关频率之间的关系。LTC3874集成了一个锁相环（PLL），用于将内部振荡器与SYNC引脚的外部时钟源同步。PLL环路滤波器网络集成在LTC3874内部。锁相环能够锁定到250kHz至1MHz范围内的任何频率。在锁定到外部时钟之前，频率设置电阻应始终存在，以设置控制器的初始开关频率。

三、应用信息

3.1 电流限制编程

为了匹配主控制器的电流限制，LTC3874的每个通道可以使用ILIM和LOWDCR引脚单独编程。ILIM引脚的4级逻辑输入设置总结如下表所示：	ILIM	CHANNEL 0 CURRENT LIMIT	CHANNEL 1 CURRENT LIMIT
GND	Range Low	Range Low
1/3 INTV CC	Range High	Range Low
2/3 INTV CC or Float	Range Low	Range High
INTVcc	Range High	Range High

为了实现平衡的负载电流共享，应使用与主控制器相同的电流范围设置。需要注意的是，LTC3874在ITH引脚没有用于峰值电流限制和过流保护的有源钳位电路，过流保护依赖于主控制器驱动ITH引脚不超过钳位电压。电流感测阈值与ITH电压之间的关系可以在相关表格中找到。

3.2 ISENSE+和ISENSE–引脚

ISENSE+和ISENSE–是电流比较器的输入。当LOWDCR引脚为高电平时，它们的共模输入电压范围为0V至3.5V。ISENSE–应直接连接到主控制器的Vout，ISENSE+连接到一个时间常数为输出电感L/DCR五分之一的R • C滤波器。在正常操作期间，必须注意不要使这些引脚浮空。滤波组件，特别是电容器，必须靠近LTC3874放置，并且感测线应紧密连接到电流感测元件下方的开尔文连接。LTC3874设计用于与亚毫欧DCR值配合使用，如果不注意，寄生电阻、电容和电感会降低电流感测信号的完整性，使编程的电流限制不可预测。通过将LOWDCR引脚拉低，电流限制会增加2.5倍，具体细节可参考相关表格。在这些应用中，ISENSE+、ISENSE–的共模工作电压范围为0V至5.5V。

3.3 电感DCR电流感测

LTC3874专门设计用于需要最高效率的高负载电流应用，能够感测亚毫欧范围内的电感DCR信号。DCR是电感铜绕组的直流电阻，对于高电流电感，通常小于1mΩ。在高电流和低输出电压应用中，高DCR或感测电阻的传导损耗会导致功率效率显著降低。对于特定的输出要求，应选择满足最大期望感测电压的DCR的电感，并使用感测引脚滤波器与输出电感特性的关系，具体公式如下： [DCR=frac{V{ISENSE(MAX)}}{I{MAX}+frac{Delta I_{L}}{2}}] [RC = L /(5 cdot DCR)]（当LOWDCR引脚为高电平时） [RC = L/DCR]（当LOWDCR引脚为低电平时）

其中，VISENSE(MAX)是给定ITH电压下的最大感测电压，IMAX是最大负载电流，ΔIL是电感纹波电流，L和DCR是输出电感特性，R和C是滤波器时间常数。为了确保负载电流在整个工作温度范围内都能得到保证，应考虑DCR电阻的温度系数，约为0.4%/°C。通常，C选择在0.047µF至0.47µF的范围内，这会使R约为2kΩ，减少ISENSE引脚±1uA电流可能引起的误差。R中会有一些与占空比相关的功率损耗，在连续模式下最大输入电压时损耗最高，计算公式为： [P{LOSS }(R)=frac{left(V{IN(MAX)}-V{OUT }right) cdot V{OUT }}{R}]

应确保R的功率额定值高于此值。然而，DCR感测消除了感测电阻的传导损耗，在重载时提供更好的效率。为了保持电流感测信号的良好信噪比，当LOWDCR引脚为高电平时，对于占空比小于40%的情况，期望最小ΔVISENSE为2mV；当LOWDCR引脚为低电平时，对于占空比小于40%的情况，使用最小ΔVISENSE为10mV。实际纹波电压由以下公式确定： [Delta V{ISENSE }=frac{V{OUT }}{V{IN }}left(frac{V{IN }-V{OUT }}{RC cdot f{OSC }}right)]

3.4 电感值计算

给定所需的输入和输出电压、电感值和工作频率fOSC，电感的峰峰值纹波电流直接由以下公式确定： [RIPPLE =frac{V{OUT }}{V{IN }}left(frac{V{IN }-V{OUT }}{f_{OSC } cdot L}right)]

较低的纹波电流可降低电感中的磁芯损耗、输出电容器中的ESR损耗以及输出电压纹波。因此，在低频下使用小纹波电流可实现最高效率操作。然而，要实现这一点，需要一个大电感。一个合理的起点是选择约为IOUT(MAX) 40%的纹波电流。需要注意的是，最大纹波电流发生在最高输入电压时。为了保证纹波电流不超过指定的最大值，应根据以下公式选择电感： [L geq frac{V{IN }-V{OUT }}{f{OSC } cdot I{RIPPLE }} cdot frac{V{OUT }}{V{IN }}]

3.5 电感磁芯选择

确定电感值后，需要选择电感的类型。对于固定的电感值，磁芯损耗与磁芯尺寸无关，但与所选的电感密切相关。随着电感的增加，磁芯损耗会降低。然而，增加电感需要更多的导线匝数，因此铜损耗会增加。铁氧体设计具有非常低的磁芯损耗，在高开关频率下更受青睐，因此设计目标可以集中在铜损耗和防止饱和上。铁氧体磁芯材料在超过峰值设计电流时会“硬”饱和，这意味着电感会突然崩溃，导致电感纹波电流和输出电压纹波突然增加。因此，不要让磁芯饱和！

3.6 功率MOSFET和肖特基二极管（可选）选择

至少需要选择两个外部功率MOSFET：一个用于顶部（主）开关的N沟道MOSFET和一个或多个用于底部（同步）开关的N沟道MOSFET。选择所有MOSFET的数量、类型和导通电阻时，应考虑电压降压比以及MOSFET的实际位置（主或同步）。在输出电压小于输入电压三分之一的应用中，顶部MOSFET应使用更小且输入电容更低的MOSFET。在VIN >> VOUT的应用中，在高于300kHz的工作频率下，顶部MOSFET的导通电阻对于整体效率通常不如其输入电容重要。MOSFET制造商设计了特殊用途的器件，为开关稳压器中的主开关应用提供了合理低的导通电阻和显著降低的输入电容。

3.7 INTVCC稳压器和EXTVCC

LTC3874具有一个PMOS LDO，从VIN电源为INTVCC供电。INTVCC为栅极驱动器和LTC3874的大多数内部电路供电。当VIN大于6V时，线性稳压器将INTVCC引脚的电压调节到5.5V。EXTVCC通过另一个P沟道MOSFET连接到INTVCC，当EXTVCC电压高于4.7V且VIN高于7V时，它可以提供所需的功率。每个都可以提供100mA的峰值电流，并且必须用最小4.7µF的陶瓷电容器或低ESR电解电容器旁路到地。无论使用哪种类型的大容量电容器，强烈建议在INTVCC和GND引脚旁边直接放置一个额外的0.1µF陶瓷电容器。良好的旁路是为MOSFET栅极驱动器提供所需的高瞬态电流并防止通道之间相互作用所必需的。

3.8 顶部MOSFET驱动器电源

外部自举电容器CB连接到BOOST引脚，为顶部MOSFET提供栅极驱动电压。功能图中的电容器CB在SW引脚为低电平时通过外部二极管从INTVCC充电。当顶部MOSFET要开启时，驱动器将CB电压施加到MOSFET的栅源极之间，从而增强MOSFET并开启顶部开关。开关节点电压SW上升到VIN，BOOST引脚跟随。当顶部MOSFET开启时，升压电压高于输入电源： [V{BOOST }=V{IN }+V{INVCC }-V{DB}]

升压电容器CB的值需要是顶部MOSFET总输入电容的100倍。外部肖特基二极管的反向击穿电压必须大于